专利名称：电流检测装置及其方法与电流检测信号比较装置及其方法
技术领域：
本发明涉及一种电源转换器，尤其涉及一种结合于电源转换器中的电流检测装置及电流检测与控制方法。
背景技术：
在电子电路中，电流信号通常被使用为控制电路及保护电路的输入信号。电流信号可以使得电路能够在稳定与可靠的状况下工作。因此，为了要了解电子电路中的电流信号的变化，便需要精确的电流信号检测技术来反映真实的电路电流。典型的电子电路中的电流信号会包含开关电流、输入电流及负载电流等。直至目前已经有许多直接及间接的电流检测技术应用于各种各样的电路拓扑中。图1显示一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器100。需注意的是在本说明书中，相似的元件以相同的元件编号来标示。如图1所示，电源转换器100包含一输入电容Cin，连接于电源转换器100的输入端，用以滤除输入电压Vin的高频噪声。电源转换器100更包含开关Qa-Qd，其与输入电容Cin并联。电源转换器100更包含由谐振电感Lr、谐振电容Cr及谐振电感Lm所组成的LLC谐振电路单元以及一变压器T100，其中谐振电感Lm可为变压器 TlOO的激磁电感。LLC谐振电路单元(Lr，Lm, Cr)设定为产生谐振，以根据开关Qa-Qd的切换来将输入电压Vin的能量传送至变压器TlOO的初级侧NplOO。变压器TlOO根据开关 Qa-Qd的切换将其初级侧NplOO的能量传送至其次级侧NslOO，借此感应生成一交流电流。 所感应生成的交流电流经由位于变压器TlOO的次级侧NslOO上的同步整流器SRl与SR2整流成一全波整流的直流电流，借此在输出电容Co上产生一个直流输出电压Vo以驱动负载 RL0此外，一电流检测电阻Rs设置于变压器TlOO的次级侧NslOO及同步整流转换器(SR1， SR2)的输出端，用以检测电源转换器100的负载电流Ιο。流经电流检测电阻Rs的电流代表实际的负载电流。图1的电流检测技术的优点在于结构简单且不容易为电路的寄生参数所影响。然而，流经电流检测电阻Rs的大负载电流会引起相当大的电源损失因而降低电源转换效率。此外，大负载电流流经电流检测电阻Rs所产生的热也是相当难以处理的。需注意的是由于在输出电容Co上产生的输出电压Vo为恒定的，因此流经输出电容Co的电流的平均值为零。因此电源转换器100的次级侧电流Is的平均值相等于负载电流Io，也即电源转换器100的输出电流。需注意的是为了简化说明起见，电源转换器100中用来控制开关 Qa-Qd的开关控制电路并未显示于图1中。图2显示另一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器200。在图2中，一电流互感器CT具有一初级侧绕组CTNP与输出电容 Co连接以及一次级侧绕组CTNS，设置于变压器TlOO的次级侧NslOO及输出电容Co之间或者设置于同步整流器(SR1，SR2)的输出端与输出电容Co之间。负载电流Io流经电流互感器CT的初级侧绕组CTNP且在电流互感器CT的次级侧绕组CTNS上感应生成一定比例的电流。该一定比例的电流经由连接至电流互感器CT的次级侧绕组CTNS的二极管整流器DR200 整流后，通过连接至二极管整流器DR200的电流检测电阻Rs来产生电流检测信号。然而，由于电流互感器CT为磁性元件且负载电流Io相当的大，流经电流互感器CT的初级侧绕组 CTNP的大负载电流会引起相当大的线圈损耗，因而降低电源转换效率。需注意的是为了简化说明起见，电源转换器200中用来控制开关Qa-Qd的开关控制电路并未显示于图2中。图3显示另一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器300。在图3中，一电流互感器CT设置于变压器TlOO的初级侧NplOO， 且具有一初级侧绕组CTNP连接于LLC谐振电路单元(Lr，Lm, Cr)的谐振电感Lm以及变压器TlOO的初级侧绕组NplOO之间，以及一次级侧绕组CTNS。由于电源转换器300的初级侧电流Ip与次级侧电流Is成比例，其比例关系依据变压器TlOO的匝数比(turn ratio)来决定，因此检测变压器TlOO的初级侧电流Ip也可以检测出负载电流。此外，一同步整流器 SR连接至电流互感器CT的次级侧绕组CTNS，用以将电流互感器CT的次级侧绕组CTNS上感应生成的电流进行同步整流。最后，一电流检测电阻Rs连接至同步整流器SR以产生电流检测信号。需注意的是为了简化说明起见，电源转换器300中用来控制开关Qa-Qd的开关控制电路并未显示于图3中。若电源转换器300为降压转换器(buck converter)，初级侧电流Ip必定会小于次级侧电流Is。因此，电流互感器CT所造成的线圈损耗会大幅度的降低。然而，电流互感器CT仅用来进行信号转换，且同步整流器SR用来根据不同的负载电流的波形来精确地进行电流检测信号的同步整流。同步整流器SR的栅极驱动信号(gate driving signal)由负载电流的波形来产生，因此图3的同步整流器SR需要一组复杂的栅极驱动信号产生电路来驱动。如此一来，图3的电流检测电路会使得控制电路复杂化及降低可靠度，且会增加制造成本。因此有其需要发展一种电流检测技术以及电流检测信号比较技术，以便精确地检测电源转换器的电流信号，并且根据检测的结果应用于控制与保护电源转换器，或是将检测的结果汇报给电源转换器。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种电流检测技术及电流检测信号比较技术，以经由信号补偿的方式来精确地检测电源转换器的电流信号，并且根据检测的结果应用于控制与保护电源转换器，或是将检测的结果汇报给电源转换器。为了实现此目的，本发明提出一种电流检测装置与电流检测信号比较装置，其中电流检测装置包含一电流检测电路，用以检测一开关电路的电流信号，而产生一电流检测信号；一控制单元，用以输出一控制信号，以及一补偿电路，用以根据该控制信号对该电流检测信号进行补偿。补偿后的电流检测信号可以与一恒定电流参考信号比较以产生一恒定电流控制信号。另一方面，本发明的电流检测信号比较装置包含一电流检测电路，用以检测一开关电路的电流信号，而产生一电流检测信号；一控制电路，用以输出一控制信号，以及一补偿电路，用以根据该控制信号对一恒定电流参考信号或该电流检测信号进行补偿，以及一恒定电流比较器，用以将该电流检测信号及补偿后的恒定电流参考信号比较，或是将补偿后的电流检测信号及该恒定电流参考信号比较，以产生一恒定电流控制信号。本发明提供的一种用于一开关电路的电流检测方法，包含下列步骤检测该开关电路的一电流信号以产生一电流检测信号；产生一控制信号；以及根据该控制信号对该电流检测信号进行补偿，以产生一补偿后的电流检测信号。本发明提供的一种用于一开关电路的电流检测信号比较方法，包含下列步骤检测该开关电路的一电流信号以产生一电流检测信号；产生一控制信号；根据该控制信号对一恒定电流参考信号进行补偿以产生一补偿后的恒定电流参考信号；以及将补偿后的恒定电流参考信号与该电流检测信号进行比较以产生一恒定电流控制信号。本发明可以应用于补偿由于开关电路及电流检测电路带来的电流检测误差，以得到能真实反映输出电流并具有足够精度的电流检测信号。
图1显示一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器；图2显示另一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器；图3显示另一种公知用来检测负载电流的电流检测电路以及包含此种电流检测电路的电源转换器；图4显示本发明的电源检测电路的第一实施例的综合性系统方框图；图5(A)显示图4的电流检测电路的部分拓扑结构及开关电路的拓扑结构；图5 (B)显示图5 (A)的电流检测电路的详细电路；图6㈧显示图4的电流检测电路的部分拓扑结构，以及恒定电流比较器与开关电路的拓扑结构；图6(B)显示图6㈧的电流检测电路及恒定电流比较器的详细电路；图7显示当开关频率fs小于谐振频率fo的情形下，初级侧电流Ip、次级侧电流 Is及检测电流Iscv的电流波形图； 图8显示当的开关频率f s大于谐振频率fo的情形下，初级侧电流Ip、次级侧电流 Is及检测电流Iscv的电流波形图；图9显示输出电流Io对开关频率fs与的关系曲线图，其中开关频率fs的数值乃是沿着横轴正向而递减；图10显示本发明的电流检测装置的综合性系统方框图；图Il(A)与图Il(C)分别显示图10的电流检测装置及恒定电流比较器的详细电路，以及应用图Il(A)的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs 的关系曲线图；图11 (B)显示图11 (A)的优化实施例；图Il(D)与图Il(E)分别显示图10的电流检测装置及恒定电流比较器的详细电路，以及应用图Il(D)的电路来改变最大输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs 的关系曲线图；图12显示本发明的电流检测信号比较装置的一综合性系统方框图；图13㈧与图13⑶分别显示图12的电流检测信号比较装置的详细电路，以及应用图13(A)的电路来改变最大输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图13㈧与图13(C)分别显示图12的电流检测信号比较装置的详细电路，以及应用图13(A)的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图；图14(A)显示图10的本发明的第一实施例的延伸变化；图14(B)显示应用图14(A)的电路来实现的定输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图；图15㈧显示本发明的第一实施例的应用变化；图15⑶显示应用图15(A)的电路来实现输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图；图16㈧与图16⑶分别显示图Il(A)的应用变化，以及应用图16㈧的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对输出电压Vo的关系曲线图；图17为采用本发明的电流检测装置的电源转换器的直流增益曲线图；图18显示图5 (A)的一变形；图19显示图5 (A)的另一变形；图20显示图11 (A)的一变形；图21显示图11 (A)的另一变形；图22显示的是本发明应用于电源转换器的开关器件温度保护的实施例；以及图23显示的是本发明应用于电源转换器的环境温度保护的实施例。上述附图中的附图标记说明如下100 电源转换器Cin:输入电容开关Qa-QdLr 谐振电感Cr 谐振电容Lm:谐振电感TlOO 变压器NplOO 变压器的初级侧NslOO 变压器的次级侧SR1，SR2 同步整流器Co:输出电容RL:负载Rs:电流检测电阻200 电源转换器DR200 二极管整流器CT 电流互感器CTNP 电流互感器CT的初级侧绕组CTNS 电流互感器CT的次级侧绕组SR:同步整流器400 电源转换器
8
410 开关电路420:电流检测电路1000 电源转换器430 电流检测装置434:补偿电路436:恒定电流比较器438:开关控制电路DR500 二极管整流器Rl，Cl:滤波器Rsl，Rs2:分压电阻Cs3:充电电容Rs3:电阻Qs3 电阻Rs3的控制开关1010:的控制单元1130 电流检测信号比较装置1134:补偿电路Rvl, Rv2 恒定电流参考信号REF2的分压电阻Rv3:电阻Qv3 电阻Rv3的控制开关1210 控制单元Rs2，Rs3，...Rsn 电阻Qs2，Qs3，…Qsn 电阻 Rs2，Rs3，…Rsn 的控制开关1310:控制电路1410 线性可变电阻1420:适应性控制电路1510:电压比较器1920 变压器抽头Qt 控制开关1720:控制单元2020 电流源2010 控制单元2210:温度比较器
具体实施例方式体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的方式上具有各种的变化，其都不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。图4显示本发明的电流检测电路的综合性系统方框图。如图4所示，一电源转换器 400包含一开关电路410，其较佳者可为一全桥LLC谐振式转换器，如图5(A)所示。然而，开关电路410的电路结构并不限制于此间实施例所揭示的，而可以为任何种类的转换器拓扑结构。电源转换器400更包含一电流检测电路420、一开关控制电路438及一恒定电流比较器436。电流检测电路420接收开关电路410的电流信号4101，以检测该电源转换器 400的负载电流(输出电流)并且输出一电流检测信号Vscv。恒定电流比较器436设定为接收与处理电流检测信号Vscv，以输出一恒定电流控制信号4104给开关控制电路438，借此驱动开关控制电路438使得开关电路410输出一恒定电流。电流检测信号Vscv传送至恒定电流比较器436以便与恒定电流参考信号REFl相比较。恒定电流参考信号REFl与电源转换器400的规格所定义的实际控制参数值成比例。通过将电流检测信号Vscv与恒定电流参考信号REFl进行比较，恒定电流比较器436根据比较的结果发出恒定电流控制信号 4104至开关控制电路438。开关控制电路438根据恒定电流控制信号4104来调节开关电路410的开关切换，以控制电源转换器400的输出电流于一恒定值。请参见图5(A)与图5(B)，其中图5㈧显示图4的的电流检测电路420的部分拓扑结构及开关电路410的拓扑结构。如图5(A)所示，电源转换器包含一电流检测电路，其包含一电流互感器CT、一二极管整流器DR500及一电流检测电阻Rs。电流互感器CT设置于变压器TlOO的初级侧NplOO及LLC谐振电路单元(Lr，Lm, Cr)之间，且具有一初级侧绕组CTNP及一次级侧绕组CTNS，其中电流互感器CT的初级侧绕组CTNP连接至变压器TlOO 的初级侧NplOO及LLC谐振电路单元(Lr，Lm, Cr)，而电流互感器CT的次级侧绕组CTNS与二极管整流器DR500并联。电流检测电阻Rs与二极管整流器DR500并联。初级侧电流Ip 流经电流互感器CT的初级侧绕组CTNP，且在电流互感器CT的次级侧绕组CTNS上感应生成与初级侧电流Ip成比例的电流信号Ip ’。电流互感器CT的次级侧绕组CTNS上感应生成的电流经由二极管整流器DR500整流成一整流的直流电流，借此在电流检测电阻Rs上产生一电压信号，其接着经由滤波器(R1，Cl)滤波得到直流电压信号，最后其经由分压电阻Rsl， Rs2分割成一电流检测信号Vscv。图5(B)显示图4的电流检测电路420的详细电路。如图5 (B)所示，电流检测电路除了电流互感器CT、二极管整流器DR500及电流检测电阻Rs之外，更包含由电阻Rl与电容Cl所组成的滤波器，其连接于电流检测电阻Rs及接地端之间。 滤波器(R1，Cl)用来将电流检测电阻Rs上所产生的电压信号中的高频噪声移除。电流检测电路420更包含由电阻Rsl与Rs2组成的一电压分压器，其连接于滤波器(R1，Cl)及接地端之间，用以将滤波器(R1，C1)所输出的信号分割来产生电流检测信号Vscv。图6 (A)显示图4的电流检测电路420的部分拓扑结构，以及恒定电流比较器436 与开关电路410的拓扑结构。如图6㈧所示，电流检测电路，包含电流互感器CT、二极管整流器DR500及电流检测电阻Rs，连接至变压器TlOO的初级侧NplOO，如图5㈧一般。此夕卜，与图5(A)不同的是图6(A)增加一个恒定电流比较器436连接至电流检测电阻Rs。图 6⑶显示图6㈧的电流检测电路及恒定电流比较器436的详细电路。与图5(B)相比较， 图6(B)的电路增加了恒定电流比较器436，以便将电流检测信号Vscv与恒定电流参考信号 REFl比较，并且根据比较的结果产生恒定电流控制信号4104。图7显示当电源转换器400的开关频率fs小于电源转换器400的谐振频率fo的情形下，初级侧电流Ip、次级侧电流Is及检测电流Iscv的电流波形图，其中Iscv为电流检测信号Vscv的电流波形。如图7所示，当开关频率fs小于谐振频率fo的低频开关切换情形下，检测电流Iscv与次级侧电流Is的波形一致。在这种情形下，电流检测信号Vscv可以代表实际的电源转换器400的负载电流(输出电流)。图8显示当开关频率fs大于谐振频率fo的情形下，初级侧电流Ip、次级侧电流Is及检测电流Iscv的电流波形图。在图 8中，电流信号的平均值可以由在一个半周期的波形区域的面积来表示。如图所示，次级侧电流Is的平均值为区域Sl的面积减去区域S2的面积，而检测电流Iscv的平均值为区域 Sl的面积加上区域S2的面积。由于次级侧电流Is的平均值与检测电流Iscv的平均值并不相等，当开关频率fs大于谐振频率fo的高频开关切换情形下，电流检测信号Vscv并无法正确代表电源转换器400的输出电流，导致检测误差的产生。由于开关上的电流与次级电流Is成一定的比例关系。因此电流检测电路420的初级侧绕组CTNP与开关电路上的开关串联，对开关电流采样同样能够得到输出电流的平均值。由于经过电流检测电路的二极管整流只能得到正的采样信号，所以与上述分析类似，当开关频率fs大于谐振频率fo的高频开关切换情形下，电流检测信号Vscv并无法正确代表电源转换器400的输出电流，导致检测误差的产生。 图9显示输出电流Io对开关频率fs与的关系曲线图，其中开关频率fs的数值乃是沿着横轴正向而递减。需注意的是电源转换器400的输出电流Io，也即负载电流，为次级侧电流Is的平均值。当开关频率fs小于频率f2时，其中频率f2为近似于谐振频率fo 但大于谐振频率fo，次级侧电流Is的平均值与检测电流Iscv的平均值一致，因此电流检测信号Vscv可以正确无误代表电源转换器400的输出电流Io，如图7所示一般。在这种情形下，电源转换器400的输出电流Io为一恒定值12。当开关频率fs大于频率f2时，次级侧电流Is的平均值与检测电流Iscv的平均值不一致。如图8所示，检测电流Iscv的平均值与次级侧电流Is的平均值因为波形区域S2的面积而有所差别。在这种情形下，检测电流 Iscv的平均值会大于次级侧电流Is的平均值，也即检测电流Iscv的平均值会大于电源转换器400的输出电流Ιο。由于检测电流Iscv大于电源转换器400的输出电流Io，开关控制电路438 (显示于图4)根据电流检测信号Vscv的上升，驱动电源转换器400的输出电流 Io降低。随着开关频率fs的上升，图8的波形区域S2的面积也随之增加，导致检测电流 Iscv的平均值与次级侧电流Is的平均值之间差距越来越大。因此检测电流Iscv会随着开关频率fs上升而一直上升，而电源转换器400的输出电流Io会随着开关频率fs上升而一直下降。当开关频率fs上升至fl时，电源转换器400的输出电流Io下降至II。此时，检测误差达到最大值12-11。因此开关频率fs越高，检测误差也会越大。
本发明提出一种电流检测装置及电流检测方法，以及电流检测信号比较装置与电流检测信号比较方法。图10显示本发明的第一实施例的电流检测装置的综合性系统方框图。如图10所示，电源转换器1000包含一开关电路410，其较佳者可为一全桥LLC谐振式转换器，如图5(A)所示。然而，开关电路410的电路结构并不限制于此间实施例所揭示的， 而可以为任何种类的转换器拓扑结构。电源转换器1000更包含一电流检测装置430、一开关控制电路438及一恒定电流比较器436，电流检测装置430接收开关电路410的电流信号 4101，以检测该电源转换器1000的负载电流(输出电流)并且产生电流检测信号Vscv，并且补偿电流检测信号Vscv的误差以输出一补偿后的电流检测信号Vscv’。恒定电流比较器 436设定为接收与处理补偿后的电流检测信号Vscv’，以输出一恒定电流控制信号4104给开关控制电路438，借此驱动开关控制电路438使得开关电路410输出一恒定电流。电流检测装置430包含一电流检测电路420以检测该电源转换器1000的电流信号4101，其可为一负载电流(输出电流)并且产生电流检测信号Vscv。电流检测装置430更包含一控制单元1010及一补偿电路434。补偿电路434根据控制单元1010所发出的控制信号，其代表开关电路410的开关频率与一预定频率的关系，或者代表开关电路410的输出电压与一个预定电压的关系，来补偿电流检测信号Vscv，用以补偿由于电路参数、电流检测方法或其他因素所导致的检测误差，以产生补偿后的电流检测信号Vscv’。补偿后的电流检测信号Vscv’减少了电流检测电路420所产生的电流检测信号Vscv的误差。补偿后的电流检测信号Vscv’传送至恒定电流比较器436以便与恒定电流参考信号REFl相比较。恒定电流参考信号REFl与电源转换器1000的规格所定义的实际控制参数值成比例。通过将补偿后的电流检测信号Vscv’与恒定电流参考信号REFl进行比较，恒定电流比较器436根据比较的结果发出恒定电流控制信号4104至开关控制电路438。开关控制电路438根据恒定电流控制信号4104来调节开关电路410的开关切换，以控制电源转换器1000的输出电流于一定值。图11㈧与图Il(C)分别显示图10的电流检测装置430及恒定电流比较器436 的详细电路，以及应用图Il(A)的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。在图Il(C)中，曲线1020代表如图9 一般在没有补偿电路的情况下，输出电流Io对开关频率fs的关系曲线，而曲线1030代表在应用图11 (A)的补偿电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线。根据图11 (C) 的关系曲线1020所示，在没有补偿电路的情形下，电流检测信号Vscv由下列公式计算出Vscv = Ip' XRsXRs2/(Rsl+Rs2) (公式 1)其中最大检测误差为Icmax-Il，最小输出电流Il小于规定的最小定输出电流 Icmin，并且其中Icmax为规定的最大定输出电流。由于最小输出电流Il小于规定的最小定输出电流Icmin，图6(B)的电路设计不符合规定。为了符合规定让输出电流落在 Icmax-Icmin的范围内，图Il(A)额外包含一补偿电路，其由一电阻Rs3与一控制开关Qs3 组成。控制单元1010可为一比较器，具有一非反向输入端以接收开关频率fs与一反向输入端以接收预定频率fx，且用以比较开关频率fs与预定频率fx。电阻Rs3选择性地与于电压分压器(Rsl，Rs2)的其中一电阻并联，其一端连接至恒定电流比较器436的反向输入端而另一端连接至控制开关Qs3的第一电流传导端。控制开关Qs3的第二电流传导端连接至接地端而其控制端连接至控制单元1010。控制单元1010设定为在当开关频率fs小于一预定频率fx时让开关Qs3截止，使得电阻Rs3脱离由电阻Rsl与Rs2组成的电压分压器， 其中预定开关频率fx大于谐振频率fo，而在开关频率fs大于预定频率fx时让开关Qs3导通，使得电阻Rs3加入由电阻Rsl与Rs2组成的电压分压器中。因此，当开关频率fs小于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rsl与Rs2所组成，因而补偿后的电流检测信号Vscv’ 与原始的电流检测信号Vscv相等而可由公式1计算出来。当开关频率fs大于预定频率fx 时，电压分压器由电阻Rsl、Rs2及Rs3所组成，而补偿后的电流检测信号Vscv’可由下列公式计算出来Vscv，= Ip，XRsX (Rs2//Rs3) / (Rs 1+ (Rs2//Rs3))(公式 2)其中(RS2//RS3)为电阻Rs2及Rs3并联后的等效电阻。因此，当开关频率fs小于预定频率fx时，输入电流Io对开关频率的关系如曲线1020所示，其中在这种情形下曲线1020会与曲线1030重叠，而在当开关频率fs大于预定频率fx时，由于电阻Rs3加入电压分压器中，使得补偿后的电流检测信号Vscv’相对于未补偿的电流检测信号Vscv便会下降。因此，最小输出电流会由Il上升至规定的最小定输出电流Icmin，使得最大检测误差缩小为Icmax-Icmin，如图Il(C)的关系曲线1030所示。通过使用由电阻Rs3与控制开关 Qs3组成的补偿电路434，最大检测误差可以缩小并且输出电流的变化范围可以符合规定。 此外，控制单元1010可以由图10的开关控制电路438获得与开关电路410的开关频率相关的信息。另外，补偿电路434可包含两个或多个电阻以及控制开关，并且其内部电路的连接组态可以任意的形式来设计，而非局限于本实施例所揭示的。图Il(B)显示图Il(A)的一种变形。需注意的是图Il(B)的控制单元1010与图 Il(A)的控制单元1010为相同的元件，然而图Il(B)的控制单元1010以电路方框的形式来呈现。与图11㈧相比较，图Il(B)增加了一个电容Cs3与电阻Rs3串联。电容Cs3与电阻Rs3组成一滤波电路，连接于分压电阻Rsl与接地端之间，且设定为经由补偿后的电流检测信号Vscv’来充电，借此让补偿后的电流检测信号Vscv’的波形平滑化。此外，滤波电路(Rs3，Cs3)受到控制开关Qs3控制，借此控制电容Cs3的充放电运行。需注意的是电容 Cs3为可选择的非必要元件。图Il(D)与图Il(E)分别显示图10的电流检测装置430及恒定电流比较器436 的详细电路，以及应用图Il(D)的电路来改变最大输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。在图Il(E)中，曲线1050代表如图9 一般在没有补偿电路的情况下，输出电流Io对开关频率fs的关系曲线，而曲线1040代表在应用图11 (D)中的补偿电路来改变最大输出电流后，输出电流Io对开关频率fs的关系曲线。根据图Il(E)所示， 在没有补偿电路的情形下，电流检测信号Vscv由上述的公式1计算出，其中最大检测误差为12-Icmin，且最大输出电流12大于规定的最大输出恒定电流Icmax。由于最大输出电流 12大于规定的最大定输出电流Icmax，图6 (B)的电路设计不符合规定。为了符合规定让输出电流的变化落在Icmax-Icmin的范围内，图11 (D)的控制单元1010的反向输入端接收开关频率fs而反向输入端接收预定频率fx。图Il(D)的控制单元1010设定为在当开关频率fs大于预定频率fx时让开关Qs3导通，使得电阻Rs3加入由电阻Rsl与Rs2组成的电压分压器中，而在开关频率fs小于预定频率fx时让开关Qs3截止，使得电阻Rs3脱离由电阻Rsl与Rs2组成的电压分压器。因此，当开关频率fs大于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rsl、Rs2及Rs3所组成，而补偿后的电流检测信号Vscv’可由上述的公式2计算出来。 当开关频率fs小于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rsl，Rs2所组成，因而补偿后的电流检测信号Vscv’可由上述的公式1计算出来。因此，当开关频率fs大于预定频率fx时，输入电流Io对开关频率的关系如曲线1050所示，其中在这种情形下曲线1050会与曲线1040 重叠，而在当开关频率fs小于预定频率fx时，由于电阻Rs3脱离电压分压器，使得补偿后的电流检测信号Vscv’相对于未补偿的电流检测信号Vscv便会上升。因此，最大输出电流会由12下降至规定的最大定输出电流Icmax，使得最大检测误差缩小为Icmax-Icmin，如图 Il(E)的关系曲线1040所示。通过使用由电阻Rs3与控制开关Qs3组成的补偿电路434， 最大检测误差可以缩小并且输出电流的变化范围可以符合规定。此外，控制单元1010可以由图10的开关控制电路438获得与开关电路410的开关频率相关的信息。另外，补偿电路 434可包含两个或多个电阻以及控制开关，并且其内部电路的连接组态可以任意的形式来设计，而非局限于本实施例所揭示的。
图12显示本发明第二实施例的电流检测信号比较装置的一综合性系统方框图。 与图10相比较，图12图示说明一个电流检测信号比较装置1130，包含电流检测电路420、 控制单元1210、补偿电路1134及恒定电流比较器436，其设定为使电流检测电路420所输出的电流检测信号Vscv直接传送至恒定电流比较器436，并且补偿电路1134会根据开关频率fs与预定频率fx之间的关系来产生对恒定电流参考信号REFl进行补偿以产生一补偿后的恒定电流参考信号REF1’，用以补偿由于电路参数、电流检测方法或其他因素所导致的检测误差。控制单元1210会根据开关频率fs与预定频率fx之间的关系控制补偿电路 1134来进行补偿。控制单元1210等于第一实施例的控制单元1010。需注意的是图10的第一实施例中的电流检测装置430与恒定电流比较器436的组合在功能上也相等于图12 的实施例的电流检测信号比较装置1130，所不同在于图10的电流检测信号比较装置G30 加上436)将电流检测信号进行补偿，而图12的电流检测信号比较装置1130将恒定电流参考信号进行补偿。图13㈧与图13⑶分别显示图12的电流检测信号比较装置1130的详细电路， 以及应用图13(A)的电路来改变最大输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。在图13(B)中，曲线1220代表如图9 一般在没有补偿电路的情况下，输出电流Io对开关频率fs的关系曲线，而曲线1230代表在应用图13(A)中的补偿电路来改变最大输出电流后，输出电流Io对开关频率fo的关系曲线。根据图13(B)的关系曲线1220所示，在没有补偿电路的情形下，最大检测误差为12-Icmin，且最大输出电流12大于规定的最大定输出电流Icmax。由于最大输出电流12大于规定的最大定输出电流Icmax，图6 (B) 的电路设计不符合规定。为了符合规定让输出电流的变化落在Icmax-Icmin的范围内，图 13(A)额外包含一补偿电路，其由电阻Rvl，Rv2, Rv3及一控制开关Qv3组成。电阻Rvl的一端连接至参考信号REF2而另一端连接至恒定电流比较器436的非反向输入端。电阻Rv2 的一端连接至恒定电流比较器436的非反向输入端而另一端连接至接地端。电阻Rv3的一端连接至恒定电流比较器436的非反向输入端而另一端连接至控制开关Qv3的第一电流传导端。控制开关Qv3的第二电流传导端连接至接地端，而其控制端连接至控制单元1210以接收控制信号1260。图13(A)的控制单元1210设定为在当开关频率fs小于预定频率fx 时让开关Qv3导通，使得电阻Rv3加入由电阻Rv2与Rvl组成的参考信号REF2的电压分压器中，而在开关频率fs大于预定频率fx时让开关Q3截止，使得电阻Rv3脱离由电阻Rv2 与Rvl组成的电压分压器。需注意的是本发明的前述实施例中的恒定电流参考信号REFl 相等于参考信号REF2经过由电阻Rv2与Rvl组成的电压分压器分压后而得到的参考信号。 因此，当开关频率fs大于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rvl与Rv2所组成，因而补偿后的恒定电流参考信号REF1’与前述实施例的恒定电流参考信号REFl相等而可由下列公式计算出来REFl，= REF2 X Rv2/ (Rvl+Rv2) (公式 3)当开关频率fs大于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rvl，Rv2，Rv3所组成，因而补偿后的恒定电流参考信号REF1’可由下列公式计算出来REFl，= REF2 X (Rv2//Rv3) / (Rvl+ (Rv2//Rv3)) (公式 4)其中(RV2//RV3)为电阻Rv2及Rv3并联后的等效电阻。因此，当开关频率fs大于预定频率fx时，输入电流Io对开关频率的关系如曲线1220所示，其中在这种情形下曲线1220会与曲线1230重叠，而在当开关频率fs小于预定频率fx时，由于电阻Rv3加入电压分压器中，使得补偿后的恒定电流参考信号REF1’相对于未补偿的恒定电流参考信号便会下降。因此，由于输入至恒定电流比较器436的非反向输入端的补偿后的恒定电流参考信号REF1’下降，最大输出电流会由12下降至规定的最大定输出电流Icmax，使得最大检测误差缩小为Icmax-Icmin，如图13(B)的关系曲线1230所示。通过使用由电阻Rvl，Rv2， Rv3与控制开关Qv3组成的补偿电路1134，最大检测误差可以缩小并且输出电流的变化范围可以符合规定。此外，控制单元1210可以由图12的开关控制电路438获得与开关电路 410的开关频率相关的信息。另外，补偿电路1134可包含两个或多个电阻以及控制开关，并且其内部电路的连接组态可以任意的形式来设计，而非局限于本实施例所揭示的。图13㈧与图13(C)分别显示图12的电流检测信号比较装置1130的详细电路， 以及应用图13(A)的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。在图13(C)中，曲线1240代表如图9 一般在没有补偿电路的情况下，输出电流Io对开关频率fs的关系曲线，而曲线1250代表在应用图13(A)中的补偿电路来改变最小输出电流后，输出电流Io对开关频率fo的关系曲线。根据图13(C)的关系曲线1240所示，在没有补偿电路的情形下，最大检测误差为Icmax-Il，且最小输出电流Il小于规定的最小定输出电流Icmin。由于最小输出电流Il小于规定的最小定输出电流Icmin，图6 (B) 的电路设计不符合规定。为了符合规定让输出电流的变化落在Icmax-Icmin的范围内，图 13 (A)的控制单元1210设定为在当开关频率fs小于预定频率fx时让开关Qv3导通，使得电阻Rv3加入由电阻Rv2与Rvl组成的恒定电流参考信号REF2的电压分压器中，而在开关频率fs大于预定频率fx时让开关Q3截止，使得电阻Rv3脱离由电阻Rv2与Rvl组成的电压分压器。因此，当开关频率fs小于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rvl，Rv2与Rv3所组成，因而补偿后的恒定电流参考信号REF1’可由上述公式4计算出来。当开关频率fs大于预定频率fx时，电压分压器由电阻Rvl，Rv2所组成，因而补偿后的恒定电流参考信号REF1’ 可由上述公式3计算出来。因此，当开关频率fs小于预定频率fx时，输入电流Io对开关频率的关系如曲线1240所示，其中在这种情形下曲线1240会与曲线1250重叠，而在当开关频率fs大于预定频率fx时，由于电阻Rv3脱离电压分压器，使得补偿后的恒定电流参考信号REF1’相对于未补偿的恒定电流参考信号便会上升。因此，由于输入至恒定电流比较器 436的非反向输入端的补偿后的恒定电流参考信号REF1’上升，最小输出电流会由Il上升至规定的最小定输出电流Icmin，使得最大检测误差缩小为Icmax-Icmin，如图13(C)的关系曲线1250所示。通过使用由电阻Rvl，Rv2, Rv3与控制开关Qv3组成的补偿电路1134， 最大检测误差可以缩小并且输出电流的变化范围可以符合规定。此外，控制单元1210可以由图12的开关控制电路438获得与开关电路410的开关频率相关的信息。另外，补偿电路 1134可包含两个或多个电阻以及控制开关，并且其内部电路的连接组态可以任意的形式来设计，而非局限于本实施例所揭露者。图14㈧显示图Il(A)的本发明的第一实施例的延伸变化。图14⑶显示应用图 14(A)的电路来实现的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。与图11㈧相比较，图 14(A)将图Il(A)的补偿电路中的互相串联的电阻及控制开关扩展至多组互相串联的电阻及控制开关，并且每一组互相串联的电阻及控制开关并联在一起。如图14(A)所示，多个互相串连的电阻及控制开关(Rs2-Qs2，Rs3-Qs3，…Rsn-Qsn)并联在一起且共同连接于恒定
15电流比较器436的反向输入端及接地端之间。一控制单元1310，其同等于图10的控制单元1010，连接至控制开关Qs2，Qs3，-,Qsn的控制端以控制控制开关Qs2，Qs3，-,Qsn的开关切换。因此，输出电流Io对开关频率fs的关系便会如图14(B)的曲线1330 —般，在开关频率fs依序达到预定频率(fxn, · ·，fx4. fx3, fx2)时依序让控制开关Qsn,…，Qs4, Qs3,Qs2导通，借此让与导通的控制开关串联的电阻加入电流检测信号Vscv的电压分压器中来改变输出电流Io对开关频率fs的关系，借此使得电流检测信号的误差限制在规定的范围内。图15㈧显示本发明的第一实施例的应用变化。图15⑶显示应用图15㈧的电路来实现输出电流Io对开关频率fs的关系曲线图。与图14(A)相比较，在图15(A)中电阻Rs2，Rs3，-Rsn及控制开关Qs2，Qs3，…Qsn以一线性可变电阻1410来取代，而控制单元1310由可根据不同频率来发出控制信号给线性可变电阻1410的一适应性控制单元1420 来取代。线性可变电阻1410为电阻值可线性变化的可变电阻，其电阻值的线性变化可由适应性控制单元1420来决定。因此，利用图15(A)的线性可变电阻1410与适应性控制单元 1420，便可以将电流检测信号的误差给完全补偿，使得输出电流Io对开关频率fs的变化如图15⑶的变化曲线一般为固定于电流12的水平直线1440，而非如没有对电流检测信号进行补偿的输出电流Io对开关频率fs的关系曲线1430 —般造成电流检测信号的误差。请参见图10、图11与图16。图16㈧与图16⑶分别显示图Il(A)的应用变化， 以及应用图16(A)的电路来改变最小输出电流后，所实现的输出电流Io对输出电压Vo的关系曲线图。需注意的是输出电压Vo与开关频率fs成反比，而图16(B)中输出电压Vo的数值乃是沿着横轴正向而递增。在图16(B)中曲线1520代表在没有补偿电路的情形下，输出电流Io对输出电压Vo的关系曲线。与图11㈧相比较，图16㈧利用一个电压比较器 1510来将电源转换器1000的输出电压Vo与一电压比较参考信号VCR作比较，并根据比较的结果输出一控制信号给控制开关Qs3来控制开关Qs3的开关切换。需注意的是电压比较器1510同等于图10的控制电路1010。因此，与前述实施例采用开关频率作为控制与开关串连的电阻并入电压分压器或脱离电压分压器以进行补偿的方式不同，图16(A)的补偿电路采用输出电压作为控制与开关串连的电阻并入电压分压器或脱离电压分压器以进行补偿的方式，而能够得到如图16 (B) 一样的输出电流Io对输出电压Vo的关系曲线1530，其中在输入电压Vo大于预定电压Vx的情形下，曲线1520会与曲线1530重叠。请参见图10与图17。图17为采用本发明的电流检测装置430的电源转换器1000 的直流增益曲线图。采用本发明的电流检测装置的电源转换器的直流增益可由下列公式计算出来M = η X Vo/Vn (公式 5)其中M为电源转换器1000的直流增益，Vo为电源转换器1000的输出电压，η是变压器TlOO的匝数比，Vn为变压器TlOO的初级侧直流汇流排电压。若输出电压Vo降低，电源转换器1000的开关频率fs也会增加，导致电流检测发生误差。请参见图16㈧与图16⑶及图17。根据图17的直流增益曲线，较低的输出电压 Vo对应到较高的开关频率fs。当输出电压Vo小于一预定电压Vx时，其中输出电压Vx可为前述预定频率fx相对应的输出电压且电压比较参考信号VCR为近似预定电压Vx，电压比较器1510输出一个高电平的输出信号给控制开关Qs3。控制开关Qs3因而导通而将电阻Rs3加入电流检测信号Vscv的电压分压器中以产生补偿后的电流检测信号Vscv’。此时， 补偿后的电流检测信号Vscv’可由上述的公式2计算出来。当输出电压Vo大于预定电压 Vx时，电压比较器1510输出一个低电平的输出信号给控制开关Q3。控制开关Q3因而截止而将电阻R3自电流检测信号Vscv的电压分压器脱离。此时，补偿后的电流检测信号Vscv’ 可由上述的公式1计算出来。因此，最大检测误差可由12-11缩小至12-13，而增加了电流检测的精确度。此外，需注意的是恒定电流比较器436设定为将补偿后的电流检测信号Vscv’与恒定电流参考信号REFl，或将电流检测信号Vscv与补偿后的恒定电流参考信号REF1’比较，以产生恒定电流控制信号4104。然而，若是不需要将输出电流Io固定在一恒定值上，另外一种可行的实施方式为补偿电流检测信号Vscv以产生补偿后的电流检测信号Vscv’，并且将补偿后的电流检测信号Vscv’直接传送至开关控制电路438，借此使得开关控制电路 438能够监视输出电流Io的变化。图18显示图5(A)的一变形。不同于图5(A)使用LLC谐振电路单元来完成变压器TlOO的能量传递运行，图18采用由谐振电感Lr与谐振电容Cr组成的串联谐振电路来取代图5㈧的LLC谐振电路单元。此外，图19显示图5㈧的另一变形，其中图19采用由谐振电感Lr与谐振电容Cr组成的并联谐振电路来取代图5 (A)的LLC谐振电路单元。由于电流检测电路420位于变压器TlOO的初级侧NplOO上且具有二极管整流DR500，图18的电源转换器与图19的电源转换器的输出电流对开关频率的关系会与图5(A)的电源转换器的输出电流对开关频率的关系相近。因此，本发明的电流检测装置430及电流检测信号比较装置((430,436)，1130)不仅可应用到图5(A)的转换器，也可以应用到图18的电源转换器与图19的电源转换器。图20显示图11 (A)的一变形。与图11㈧相比较，图20的电流互感器CT的次级侧绕组CTNS具有一抽头(tap) 1920，连接至一开关Qt，并且开关Qt的控制端连接至一控制单元1720，而由控制单元1720控制开关Qt的开关切换。控制单元1720同等于图10的控制单元1010，且抽头1920与开关Qt组成第一实施例的补偿电路434。抽头1920可位于次级侧绕组CTNS的任何位置，并且电流互感器CT的匝数比可经由开关Qt的开关切换来调離
iF. ο图21显示图11㈧的另一变形。与图11㈧相比较，图21加入了一个电流源2020 连接至二极管整流器DR500的输出端以改变电流检测信号Vscv的数值。电流源2020可经由一控制单元2010来控制，使其在开关频率fs低的时候注入电流至电流检测电路420中， 而在开关频率fs高的时候将电流自电流检测电路420中抽取出来，借此进一步减少电流检测信号Vscv的误差。控制单元2010同等于图10的控制单元1010，且电流源2020组成第一实施例的补偿电路434。此外，控制单元2010可以通过电源转换器的开关频率fs、输出电压Vo、开关器件温度或环境温度的变化来控制电流源2010。本发明的上述实施例主要应用于补偿由于开关电路及电流检测电路带来的电流检测误差，以得到能真实反映输出电流并具有足够精度的电流检测信号。除了这些应用，本发明的补偿电路还可以应用于一些保护电源转换器的开关器件与其他电路。图22显示的是本发明的补偿电路应用于电源转换器的开关的保护电路的实施例。众所周知，当开关器件温度升高，开关器件的导通和开关损耗都会增加。此时如果能够限制电源转换器的输出电流，对于缓解开关器件的热应力有很好的帮助，借此实现保护开关器件的作用。图22中TQa为一温度检测探针(未显示)所检测到的开关器件Qa-Qd(显示于图5 (A))的温度信号，而TRef为一参考温度信号，其中TRef是开关器件Qa-Qd允许的最高温度。在本实施例中，第一实施例的控制单元1010(显示于图11)为一温度比较器2210 所实现。温度比较器2210会比较开关器件的检测温度信号TQa与参考温度信号TRef。若开关器件Qa-Qd的检测温度信号TQa大于参考温度信号TRef，则控制开关Qs3截止，使得补偿后的电流检测信号Vscv'被放大，并且大于恒定电流参考信号REF1，使得电源转换器的输出电流被限制在某一比较低的电流电平上，其中恒定输出电流值可依照下列公式计算Ip' = REFl/(RslXRs2/(Rsl+Rs2)) (公式 6)若开关器件Qa-Qd的检测温度信号TQa小于参考温度信号TRef，则控制开关Qs3 导通，使得补偿后的电流检测信号Vscv'恢复，并且小于恒定电流参考信号REF1，使得电源转换器正常工作。因此，电源转换器的输出电流不再受限制，并且补偿后的电流检测信号 Vscv'可依照上述公式2计算。因此，本发明的控制单元(1010，1210，1310，1420，1720)也可利用开关电路的开关温度来控制补偿电路434中的开关(Qs3，Qv3)的开关切换。图23显示的是本发明的补偿电路应用于电源转换器的环境温度保护电路的实施例。众所周知，当环境温度升高，电源转换器的每个元件的热量都会急速增加。此时如果能够限制电源转换器的输出电流，对于缓解每个元件的热应力有很好的帮助，借此实现保护电源转换器的作用。图23中Ta为一温度检测探针(未显示)所检测到的电源转换器的环境温度信号，而TRef为一参考温度信号，其中TRef是电源转换器允许的最高环境温度。在本实施例中，第一实施例的控制单元1010(显示于图11)为一温度比较器2210所实现。温度比较器2210会比较检测环境温度信号Ta与参考温度信号TRef。若检测环境温度Ta大于参考温度信号TRef，则控制开关Qs3截止，使得补偿后的电流检测信号Vscv‘被放大，并且大于恒定电流参考信号REFl，使得电源转换器的输出电流被限制在某一比较低的电流电平上，其中恒定输出电流值可依照上述列公式6计算。若检测环境温度Ta小于参考温度信号TRef，则控制开关Qs3导通，使得补偿后的电流检测信号Vscv'恢复，并且小于恒定电流参考信号REFl，使得电源转换器正常工作。因此，电源转换器的输出电流不再受限制，并且补偿后的电流检测信号Vscv'可依照上述公式2计算。因此，本发明的控制单元(1010， 1210，1310，1420，1720)也可利用开关电路的环境温度来控制补偿电路434中的开关0)S3， Qv3)的开关切换。综合上述，本发明提出一种用于电源转换器的开关电路的电流检测技术与电流检测信号比较技术的电源转换器。本发明的电源转换器包含一开关电路，用以经由该开关电路的切换将一输入电压转换成一输出电压，以及一开关控制电路，用以控制该开关电路的切换运行。此外，本发明的电源转换器进一步包含一电流检测装置，用以检测该开关电路的一电流信号以产生一电流检测信号，并且具有一补偿电路以根据开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系，或是开关电路的输出电压与一预定输出电压之间的关系，或是开关电路的开关器件温度与一预定开关器件温度之间的关系，或是开关电路的环境温度与一预定环境温度之间的关系，来补偿电流检测信号，借此输出一补偿后的电流检测信号。此外， 本发明提出一恒定电流比较器，用以产生一恒定电流控制信号，借此驱动该开关控制电路将该电源转换器的一输出电流固定于一恒定值。或者，该补偿电路可用来补偿恒定电流比较器的恒定电流参考信号以产生一补偿后的恒定电流参考信号。如此一来，恒定电流比较器便可以将补偿后的电流检测信号与恒定电流参考信号进行比较以产生恒定电流控制信号，或者恒定电流比较器可以将电流检测信号与补偿后的恒定电流参考信号进行比较以产生恒定电流控制信号。值得注意的是，补偿后的电流检测信号可直接回报至开关控制电路， 以方便开关控制电路监视输出电流的变化。 本发明得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然而都不脱如附权利要求所欲保护的范围。
权利要求
1.一种用于开关电路的电流检测装置，其包含一电流检测电路，用以检测该开关电路的一电流信号，并且输出一电流检测信号；一控制单元，用以输出一控制信号；以及一补偿电路，连接至该控制单元以根据该控制信号对该电流检测信号进行补偿。
2.如权利要求1所述的电流检测装置，其中该开关电路为一谐振电路。
3.如权利要求1所述的电流检测装置，其中该电流检测电路更包含一电流互感器，具有一初级侧绕组与该开关电路的一支路串联，并检测该支路的电流信号，以及一次级侧绕组以感应生成与该电流互感器的初级侧电流成比例的一电流信号；一二极管整流器，与该电流互感器的次级侧绕组并联，以对该电流互感器所产生的该电流信号进行整流，而产生一整流的电流信号；一电流检测电阻，与该二极管整流器并联，用以接收该整流的电流信号以产生一电压信号；一滤波器，与该电流检测电阻并联，以移除该电压信号的高频噪声；以及一电压分压器，与该滤波器的一输出端并联且包含相串联的两个电阻，用以将该电压信号分割以产生该电流检测信号。
4.如权利要求3所述的电流检测装置，其中该补偿电路与该电压分压器的其中一个电阻并联，且包含至少一个电阻；以及至少一个控制开关，每个控制开关具有一第一电流传导端连接至一对应的电阻，一控制端，连接至该控制单元，以及一第二电流传导端，连接至一接地端；其中该控制单元设定为根据该开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系，或该开关电路的输出电压与一预定电压之间的关系，或该开关电路的开关器件温度与一预定开关器件温度之间的关系，或该开关电路的环境温度与一预定环境温度之间的关系，控制该至少一个控制开关的开关切换，让与其连接的电阻加入或脱离该电压分压器中，借此补偿该电流检测信号以产生一补偿后的电流检测信号。
5.如权利要求4所述的电流检测装置，其中该补偿电路更包含至少一电容，与该至少一控制开关并联而与该至少一电阻形成一滤波电路，用以将该补偿后的电流检测信号平滑化。
6.如权利要求4所述的电流检测装置，其中该补偿后的电流检测信号传送至一恒定电流比较器，以便与一恒定电流参考信号比较，并且根据比较的结果产生一恒定电流控制信号。
7.如权利要求3所述的电流检测装置，其中该补偿电路包含一线性可变电阻，与该电压分压器的其中一个电阻并联且连接至该控制单元，其中该控制单元设定为根据开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系来适应性控制该线性可变电阻的电阻值，借此补偿该电流检测信号以产生一补偿后的电流检测信号。
8.如权利要求3所述的电流检测装置，其中该补偿电路更包含一抽头，设置于该电流互感器的次级侧绕组上；以及一控制开关，连接至该抽头；其中该控制单元连接至该控制开关的一控制端，用以控制该控制开关的开关切换，借此控制该电流互感器的匝数比。
9.如权利要求3所述的电流检测装置，其中该补偿电路更包含 一电流源，连接至该二极管整流器的输出端；其中该控制单元连接至该电流源，用以控制该电流源注入电流至该电流检测电路或是自该电流检测电路抽取电流。
10.一种用于开关电路的电流检测信号比较装置，其包含一电流检测电路，用以检测该开关电路的一电流信号，并且输出一电流检测信号； 一恒定电流比较器，具有一反向输入端以及一非反向输入端； 一控制单元，用以输出一控制信号；以及一补偿电路，连接至该控制单元；其中该补偿电路用以对该电流检测信号或一恒定电流参考信号进行补偿，并且该恒定电流比较器设定为将补偿后的电流检测信号与该恒定电流参考信号进行比较，或是将该电流检测信号与补偿后的恒定电流参考信号进行比较，借此依据比较的结果产生一恒定电流控制信号。
11.如权利要求10所述的电流检测信号比较装置，其中该开关电路为一谐振电路。
12.如权利要求11所述的电流检测信号比较装置，其中该补偿电路包含一电压分压器，连接于该恒定电流比较器的非反向输入端以及一恒定电流参考信号之间，且包含互相串联的两个电阻；至少一个电阻，与该电压分压器中的一电阻并联；以及至少一个控制开关，每个控制开关具有一第一电流传导端连接至一对应的电阻，一控制端，连接至该控制单元，以及一第二电流传导端，连接至一接地端；其中该控制单元设定为根据该开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系，或该开关电路的输出电压与一预定输出电压之间的关系，或该开关电路的开关器件温度与一预定开关器件温度之间的关系，或该开关电路的环境温度与一预定环境温度之间的关系，控制该至少一个控制开关的开关切换，让与其连接的电阻加入或脱离该电压分压器中，借此补偿该恒定电流参考信号以产生一补偿后的恒定电流参考信号。
13.一种用于一开关电路的电流检测方法，包含下列步骤 检测该开关电路的一电流信号以产生一电流检测信号； 产生一控制信号；以及根据该控制信号对该电流检测信号进行补偿，以产生一补偿后的电流检测信号。
14.如权利要求13所述的电流检测方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系来实现的。
15.如权利要求13所述的电流检测方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的输出电压与一预定电压的关系来实现。
16.如权利要求13所述的电流检测方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的开关器件温度与一预定开关器件温度的关系来实现。
17.如权利要求13所述的电流检测方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的环境温度与一预定环境温度的关系来实现。
18.一种用于一开关电路的电流检测信号比较方法，包含下列步骤检测该开关电路的一电流信号以产生一电流检测信号； 产生一控制信号；根据该控制信号对一恒定电流参考信号进行补偿以产生一补偿后的恒定电流参考信号；以及将补偿后的恒定电流参考信号与该电流检测信号进行比较以产生一恒定电流控制信号。
19.如权利要求18所述的电流检测信号比较方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的开关频率与一预定频率之间的关系来实现。
20.如权利要求18所述的电流检测信号比较方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的输出电压与一预定电压之间的关系来实现。
21.如权利要求18所述的电流检测信号比较方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的开关温度与一预定开关温度之间的关系来实现。
22.如权利要求18所述的电流检测信号比较方法，其中产生一控制信号的步骤根据该开关电路的环境温度与一预定环境温度之间的关系来实现。
全文摘要
本发明提出一种电流检测装置、电流检测信号比较装置、电流检测方法及电流检测信号比较方法，该电流检测装置包含一电流检测电路，用以检测一开关电路的电流信号，而产生一电流检测信号；一控制电路，用以输出一控制信号；以及一补偿电路，用以根据该控制信号对该电流检测信号进行补偿。补偿后的电流检测信号与一恒定电流参考信号比较以输出一恒定电流控制信号。此外，本发明的另一方面将补偿电路设定为对一恒定电流参考信号进行补偿，并将电流检测信号与补偿后的恒定电流参考信号比较以输出一恒定电流控制信号。本发明可以应用于补偿由于开关电路及电流检测电路带来的电流检测误差，以得到能真实反映输出电流并具有足够精度的电流检测信号。
文档编号H02M3/335GK102457187SQ20101052736
公开日2012年5月16日 申请日期2010年10月26日 优先权日2010年10月26日
发明者吴其昆, 吴洪洋, 江剑, 王彬, 辛晓妮 申请人:台达电子工业股份有限公司