专利名称：一种开关电源的控制芯片和开关电源的制作方法
技术领域：
本发明属于电子信息技术领域，尤其涉 及一种开关电源的控制芯片和开关电源。
背景技术：
目前几乎所有的家用电器设备主供电或控制部分供电都需要用到低压直流电源，然而由于供电电网考虑电压传输的损耗问题，当前只能提供220V(部分国 家为110V)交流电源。因此，高效率、高性价比的交流-直流(AC-DC)转换器成为不可或缺的一部分。传统的交流-直流装置通常采用线性变换器实现，但由于线性变换器巨大的体积、沉重的重量、低下的转换效率以及不再明显的成本优势导致其正被迅速淘汰，在目前的交流-直流转换装置中，开关电源适配器已经成为绝对的主流。为了满足精度和隔离安全的要求，通常会使用具有次级反馈控制开关电源。如图I所示，为现有技术中的反馈控制开关电源电路。交流市电电压通过全波整流器后转换为高压直流电压并存储于电容Cl中，芯片IC需要的能量由R2和C2提供，输出端的电压经过电阻R6、R7分压后经过放大器TL431进行放大，由光耦Hl将信号传输到芯片IC的电压采样端。芯片IC会根据采样到的输出电压值来控制开关管Ql的导通时间以及频率，进而调整当前周期初级绕组所储存的能量，由此构成了一个闭环负反馈系统以实现输出电压的稳定。但是由于光耦Hl和TL431所需要的工作电流都在ImA以上，因此提高开关电源系统的待机功耗。
发明内容
本发明为解决现有技术中开关电源系统的待机功耗较高的问题，提供一种控制芯片和具有该控制芯片的开关电源，能降低系统待机功耗。本发明提供一种控制芯片，所述控制芯片与开关管电连接，所述控制芯片包括电压采集模块、误差放大模块、时间采集模块以及恒压恒流模块；电压采集模块，用于采集开关电源输出电压的反馈电压；误差放大模块，用于将电压采集模块采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出误差电压；时间采集模块，用于根据电压采集模块采集到的反馈电压，得到消磁时间信号；恒压恒流模块，用于采集开关管的峰值电流反馈信号，根据时间采集模块的消磁时间信号、误差放大模块的误差电压和采集到的峰值电流反馈信号，调节控制信号的频率和占空比，以及根据所述控制信号控制所述开关管。本发明还提供一种开关电源，所述开关电源包括上述的控制芯片，所述开关电源还包括输入滤波整流模块，用于对输入的交流电压进行滤波，并将所述交流电压整流为直流电压；开关管，用于对主边绕组进行控制；
主边绕组，用于在所述开关管的控制下将所述直流电压变化为电磁信号；供电模块，用于给控制芯片提供电压；主边反馈模块，用于将供电模块的输出电压进行分压后，反馈至控制芯片；主边采集模块，用于采集所述开关管的峰值电流反馈信号；输出绕组，用于根据所述主边绕组产生的电磁信号转换为电信号，产生相应的输出交流电压；输出整流模块，用于将输出交流电压整流为直流电压；稳压模块，用于对输出整流模块提供的能量进行存储，以及在开关管关断时提供能量输出，确保输出电压的恒定； 假负载模块，用于在空载下消耗输出绕组所提供的能量，稳定输出电压。 从上述方案可以看出，通过将电压采集模块采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出误差电压，可以判断系统的负载情况，根据系统的负载情况结合消磁时间信号、开关管的峰值电流反馈信号来调节控制信号的频率和占空比，能达到输出恒流恒压电信号的目的，而且还可以在低负载时，进一步降低控制芯片ICI的工作频率，从而减小了系统的开关损耗，达到降低待机功耗的目的。
图I为现有技术开关电源的电路图；图2为本发明开关电源一种实施例的结构框图；图3为本发明开关电源一种实施例的电路图；图4为本发明控制芯片一种实施例的结构框图；图5为本发明恒流恒压模块一种实施例的结构框图；图6为芯片工作频率fosc及主边峰值电流IP相对负载IOUT的变化趋势示意图；图7为PWM模式的原理电路图；图8为PFM/BURST模式的原理电路图；图9为恒流恒压模块在PFM/BURST模式下的工作过程图。
具体实施例方式为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。本发明提供一种实施例的开关电源，如图2所示，所述开关电源包括控制芯片IC1，所述开关电源还包括输入滤波整流模块11，用于对输入的交流电压进行滤波，并将所述交流电压整流为直流电压；开关管，用于对主边绕组进行控制；
主边绕组13，用于在所述开关管的控制下将所述直流电压变化为电磁信号；供电模块14，用于给控制芯片ICl提供电压；主边反馈模块15，用于将供电模块的输出电压进行分压后，反馈至控制芯片ICl ；主边采集模块16，用于采集所述开关管的峰值电流反馈信号，输出至控制芯片ICl ；输出绕组17，用于根据所述主边绕组产生的电磁信号转换为电信号，产生相应的输出交流电压；输出整流模块18，用于将输出绕组17输出的交流电压整流为直流电压；稳压模块19，用于对输出整流模块18输出的直流电压进行存储，以及在开关管关断时提供能量输出，以确保输出电压的恒定；和 假负载模块20，用于在空载下消耗输出绕组17所提供的能量，以稳定输出电压；而控制芯片IC1，用于将采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大后输出误差电压，根据采集到的反馈电压，得到消磁时间信号，以及根据误差电压、消磁时间信号和采集到的峰值电流反馈信号，调节控制信号的频率和占空比，以及根据所述控制信号控制所述开关管。从上述方案可以看出，通过将采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大得到误差电压，可以判断系统的负载情况，根据系统的负载情况结合消磁时间信号、开关管的峰值电流反馈信号来调节控制信号的频率和占空比，能达到输出恒流恒压电信号的目的，而且还可以在低负载时，进一步降低控制芯片ICi的工作频率，从而减小了系统的开关损耗，达到降低待机功耗的目的。在具体实施中，如图2所示，所述开关电源还包括第一电压吸收模块21 ；第一电压吸收模块21，连接在所述输入滤波整流模块11和所述主边绕组13之间，用于吸收漏感尖峰电压以防止由于漏感导致的尖峰电压，从而防止损伤开关管。在具体实施中，如图2所示，所述开关电源还包括第二电压吸收模块22 ；第二电压吸收模块22，连接在所述输出绕组17和稳压模块19之间，用于吸收尖峰电压。如图3所示，本发明一种实施例的开关电源的电路图，其中主边侧主要包括主边绕组Np、控制该主边绕组Np的开关管Q1，以及控制开关管Ql导通的控制芯片IC1。具体地，FRl为保险丝，用于线路出现故障时切断交流输入以保护系统安全。二极管D1-D4组成的全波整流线路用于将输入交流电压整流为直流电压，由电容Cl、电容C2以及电感LI组成的滤波线路用于滤除输入端的干扰信号。电阻R3、电阻R4和电容C4组成控制芯片ICl的启动线路，通过电阻R3、电阻R4对电容C4充电，当给控制芯片提供电压达到预设值时系统正常启动，主边绕组Np开始存储能量，直到主边电流上升到一定程度后开关管Ql断开，主边峰值电流通过对电阻R9进行电压采样给控制芯片ICl进行判断。在系统正常启动后，通过辅助绕组Nd和二极管D6为控制芯片ICl提供工作所需要的能量。在本实施例中，电阻R3、电阻R4、电容C4、辅助绕组Nd和二极管D6组成控制芯片ICl的供电线路。而辅助绕组Nd的输出电压经过电阻R6和电阻R7的分压后反馈控制芯片ICl进行采样，控制芯片ICl根据通过对电阻R9进行采样得到的峰值电流反馈信号，可以判断出系统的负载情况，调节开关管Ql的工作状态。对于输出端，在开关管Ql断开后，主边绕组Np能量耦合到输出绕组Ns，通过二极管D7将输出绕组Ns输出的交流电压整流为直流电压，通过电容C7对二极管D7输出的直流电压进行存储，以及在开关管Ql关断时提供输出电压以保证系统的输出电压稳定。为使得控制芯片ICl处于工作状态，通过电阻R12作为假负载模块，在空载下消耗输出绕组17所提供的能量，以稳定输出电压。
在具体实施中，本发明还提供一种实施例的控制芯片IC1，如图4所示，所述控制芯片ICl与开关管电连接，所述控制芯片ICl包括电压采集模块112、误差放大模块113、时间采集模块114以及恒压恒流模块115 ；电压采集模块112，用于采集输出电压的反馈电压；误差放大模块113，用于将电压采集模块112采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出电压；时间采集模块114，用于根据电压采集模块112采集到的反馈电压，得到消磁时间
信号;恒压恒流模块115，用于采集开关管的峰值反馈电压峰值电流反馈信号，根据时间采集模块114的消磁时间信号、误差放大模块113的输出电压和采集到的峰值反馈电压峰值电流反馈信号，调节控制信号的频率和占空比，以及根据所述控制信号控制所述开关管。其中，对于时间采集模块114中得到的消磁时间信号Tds，根据电压采集模块112采集到的反馈电压得到的，而反馈电压又是根据开关电源的输出电压决定的，当开关管导通时，辅助绕组Nd耦合主边绕组Np，得到反馈电压为负压，当开关管断开且二极管D7导通时，输出绕组Ns输出的电压为开关电源的输出电压，辅助绕组Nd耦合输出绕组Ns，那么得到反馈电压为正压，当开关管断开且二极管D7不导通时，反馈电压为振荡电压，因此当电压采集模块112采集到的反馈电压时，便得到消磁时间信号，即二极管D7导通的时间。从上述方案可以看出，通过将电压采集模块采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出误差电压，可以判断系统的负载情况，根据系统的负载情况结合消磁时间信号、开关管的峰值电流反馈信号来调节控制信号的频率和占空比，能达到输出恒流恒压电信号的目的，而且还可以在低负载时，进一步降低控制芯片的工作频率，从而减小了系统的开关损耗，达到降低待机功耗的目的。在具体实施中，如图4所示，所述控制芯片ICl还包括线压补偿模块116 ；线压补偿模块116,用于根据误差放大模块113的输出电压,对电压米集模块112采集到的反馈电压进行补偿，从而实现在不同负载情况下的电压补偿，负载越重，补偿越大，主要补偿在导线上消耗的电压。在本实施例中，控制芯片ICl的引脚定义如下VDD为电源输入端子；GND为接地端子；C0MP为线补电压端子；CS为峰值电流反馈信号的采集端；INV为反馈电压的采集端；DRI为输出驱动端，用于驱动外置的开关管。在具体实施中，如图4所示,所述开关电源包括启动电路模块111 ;启动电路模块111，用于当供电模块14的输出电压达到预设值时，输出使能信号，以及根据供电模块14的输出电压开始提供电能给电压米集模块112、误差放大模块113、时间采集模块114以及恒压恒流模块115 ；恒压恒流模块115，还用于当接收到启动电路模块111的使能信号时，开始输出所述控制信号。
也就说，在控制芯片ICl上电后，电源电压缓慢上升，启动电路模块111先对控制芯片ICI其他模块进行复位。当电源电压上升到预设值时，启动电路模块111输出使能有效信号，控制芯片ICi开始工作输出控制信号，同时开关管根据所述控制信号也开始工作。在本实施例中，所述开关电源还包括高低压转换模块117和基准偏置模块118 ；高低压转换模块117,用于根据供电模块14的输出电压给控制芯片ICl内部的低压部分电路提供工作电源和使能信号；基准偏置模块118，用于给控制芯片ICl正常工作时所需要基准和偏置。在具体实施中，如图5所示，所述恒压恒流模块115包括采集单元1151、模式判断单元1152、频率控制单元1153、基准电流单元1154、脉宽调节单元1155以及频率调节单元 1156 ；采集单元1151，用于采集开关管Ql的峰值电流反馈信号；模式判断单元1152，用于根据误差放大模块113的误差电压，调节判断电流的大小;模式控制单元1153，用于根据误差放大模块113的误差电压，调节控制电流的大小;基准电流单元1154，用于提供预设电流；脉宽调节单元1155，用于根据模式控制单元1153的输出电流和基准电流单元1154的预设电流进行叠加后，得到第一比较电压V0CP，当第一比较电压VOCP等于采集单元1151采集到的峰值电流反馈信号VCS时，输出控制信号的关断脉冲OFF ；频率调节单元1156，用于根据模式判断单元的输出电流、模式控制单元的第二输出电流12以及消磁时间信号Tds，输出控制信号的导通脉冲0N。其中，脉宽调节单元1155就是进行PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)调节即进入PWM模式，频率调节单兀1156就是进行PFM(Pulse frequency modulation,脉冲频率调制)调节即进入PFM模式，而同时调频和调宽时进入BURST模式(突发模式或打嗝模式或省略周期模式，在某一负载程度下，通过周期性的屏蔽输出脉冲，达到节省能量的目的)。由于开关电源系统的输出功率P保持不变的，P = UI，当系统的负载增大时，输出电流I增大，那么输出电压U减小，电压采集模块112采集到的反馈电压远远小于误差放大模块113的基准电压，那么误差放大模块113输出高电平，即误差放大模块113输出的误差电压VEA为电源电压VDD，此时模式判断单元1152保持判断电流的大小并输出至频率调节单元1156输出电流至频率调节单元1156，而模式控制单元1153输出控制电流的最大值最大输出电流值至脉宽调节单元1155，停止输出电流至频率调节单元1156，使得峰值反馈电压峰值电流反馈信号保持一定，那么主边峰值电流Ip也就保持一定，通过频率调节单元1156得
到Tds/T保持一定，根据公式=NP表示主边绕组的匝数，NS表
示输出绕组的匝数，当主边和输出绕组的匝数比一定时，得到此时开关电源的输出电流恒定。当开关电源的输出电流恒定时，如果消磁时间信号Tds发生变化时，频率调节单元1156对控制芯片ICl的工作周期T进行调节，即对工作频率fosc进行调节，从而实现Tds/T保持一定，也就说当开关电源的输出电流恒定，控制芯片ICl进入PFM模式。随着负载的减小，电压采集模块112采集到的反馈电压逐渐逼近误差放大模块113的基准电压，误差放大模块113输出的误差电压VEA从电源电压VDD逐渐下降，在误差电压VEA < Vl时，根据VEA的值调整脉宽调节单元块和频率调节单元的工作状态，分别进行PFM模式和PWM模式，通过系统的负反馈，使输出稳定在一定的输出电压保持不变；当VEA下降到电压V2，芯片在PWM模式和PFM模式下的调整达到极限，此时，如果外部负载进一步减小，输出电压将进一步上升，VEA则进一步下降，当VEA < V4，模式判断单元调节其输出电流，芯片进入BURST模式，使得芯片在最低工作频率的基础上进一步分频，若此时输出负载上升，输出电压下降，则VEA上升，当VEA > V3时，芯片将跳出BURST工作模式，电压V3和电压V2之间有一个延迟，且电压VI、V2、V3和V4的值依次减小。在具体实施中，图6为芯片工作频率fosc及主边峰值电流IP相对负载IOUT的变化趋势示意图，其中，阴影部分芯片工作在BURST模式下，其余是工作在PWM+PFM模式下。可见，PWM+PFM过程中，随着负载由重到轻，芯片是采用先调频后调宽再同时调频调宽的控制方式，这样的控制方式，即满足了较好的动态特性要求，又降低了较轻载下的工作频率，进而提高了芯片的工作效率；在冊1 1'模式下，主边峰值电流IP保持最小值不变，频率则直接跳变为PFM模式下最低工作频率的一半，减小了系统的开关损耗以及假负载上的损耗，达到降低空载功耗的目的。 在本实施例中，如图7和图8所示，所述模式控制单元1153包括与所述脉宽调节单元1155连接的第一电流源，以及与所述频率调节单元1156连接的第二电流源；第一电流源，用于当误差放大模块113的误差电压VEA增大时,增大第一输出电流Ii;第二电流源，用于当误差放大模块113的误差电压VEA减小时，增大第二输出电流12，当误差放大模块113的误差电压VEA等于第一预设电压时，停止输出电流，以及当误差放大模块113的误差电压VEA小于第二预设电压时,保持输出电流的大小。其中第一预设电压为电源电压VDD，即当误差电源VEA = VDD时，12 = 0，第二预设电压为V4，即当误差电压VEA小于V4，12保持不变。在本实施例中，图7为PWM模式的原理电路图，所述基准电流单元1154具体为固定电流源，输出预设电流10。所述脉宽调节单元包括电阻R0、第一电容CO和第一比较器Al，所述电阻RO的一端分别与第一电流源的输出端、固定电流源的输出端、第一电容CO的一端连接以及第一比较器Al的负极连接，所述电阻RO的另一端分别与第一电容CO的另一端和地连接，第一比较器Al的正极与采集单元连接，用于接收采集到的峰值电流反馈信号VCS，其中，第一比较器Al的负极接收第一比较电压VOCP，VOCP = ROX (10+11)。当开关电源的负载满载或超载时，开关电源的输出电压很小，控制芯片ICl采集至IJ的输出电压的反馈电压也就很小，此时误差电压VEA = VDD，由于第一电流Il受误差电压VEA的控制，当误差电压VEA最大时，第一电流11也为最大值，那么第一比较电压VOCP也就得到最大值，那么根据峰值电流反馈信号VCS得到的主边峰值电流Ip也就保持一定，开关管Ql的导通占空比为从接收到控制信号的导通脉冲ON到接收到控制信号的关断脉冲OFF的时间，当主边峰值电流Ip保持一定时，第一比较器Al输出关断脉冲OFF时间是一定，因此开关管Ql的导通占空比也就保持一定。当开关电源的负载减小，当负载减小到一定程度时，则开关电源的输出电压上升，误差电压VEA也会从VDD开始减小，第一电流11也会随着减小，随着第一电流11的减小，开关管Ql的导通占空比也就会减少，从而使得开关电源的输出电压下降，形成一个负反馈，当然如果此时开关电源的负载开始加重，但是没有达到满载的程度时，随着负载的增加，开关电源的输出电压也会随着下降，误差电压VEA升高，使得第一电流Il也会随着升高，第一比较电压VOCP增大，开关管Ql的导通占空比也就会增加，使得开关电源的输出电压增加，从而使得开关电源输出恒压电源。在具体实施中，图8为PFM/BURST模式的原理电路图，所述模式判断单元1152具体为第三电流源；所述第三电流源，用于当误差放大模块113的误差电压VEA小于第二预设电压时，将第三输出电流13降低到预设电流值，否则，保持输出电流的大小。所述频率调节单元1156包括第一开关Kl、第二开关K2、第二电容Cl、第三电容C2以及第二比较器A2，所述第一开关Kl的一端与第二电流源的输出端连接，所述第一开关Kl的另一端分别与第二电容Cl的一端和第二比较器A2的负极连接，第二开关K2的第一端与第三电流源的输出端连接，第二开关K2的第二端与第一开关Kl的另一端连接，第二开关K2 的第三端分别与第三电容C2的一端和第二比较器A2的正极连接，第二电容Cl的另一端和第三电容C2的另一端分别与地连接；第一开关K1，用于根据时间采集模块114的消磁时间信号Tds，进行闭合或断开；第二开关K1，用于根据时间采集模块114的消磁时间信号Tds，选择第一端与第二
端导通或第一端与第三端导通。在本实施例中，PFM/BURST模式的工作过程主要分为四个阶段，如图9所示，所述四个阶段如下I、在一个周期时间T的开始，第二电容Cl与第三电容C2都会被复位；2、接收到控制信号VCOMP信号的导通脉冲0N，开关管Ql开启，此时消磁时间信号Tds为低，第三电流源通过第三输出电流13对C2进行充电，VC2上升，第二比较器A2输出高电平；3、Ton结束，开关管Ql关断，进入消磁阶段，Tds脉冲信号为高，于是第二输出电流12和第三输出电流13共同对第二电容Cl进行充电，第二电容电压VCl上升，同时第三电容电压VC2保持，当VCl > VC2，第二比较器A2将由高电平翻转为低电平；4、消磁时间结束时，VCl > VC2，此时第二比较器A2输出低电平，Tds恢复为低，第二电容电压VCl将保持，同时第三输出电流13将继续对第三电容电压C2充电，直到VC2 >VC1，第二比较器A2由低电平翻转为高电平，此时控制信号VCOMP信号由低变高，输出导通脉冲ON信号，使得开关管Ql导通，同时对第二电容Cl、第三电容C2进行复位，一个周期结束。根据上述的工作过程，有公式如下AVcl =^12 +'TdS (2);
Cl
rn1 rr, ^ rr, C2- AVcl C2(n +12)-Tds (。、Toff + Ton =-= ~^-L- (3);
13I3-C1
TdsTds13.Cl/ . Λ结合公式(2)和公式(3)，得到γ- Tds + Ton + Tojj - n.ci + C2(/3 +12} °
当开关电源的负载满载或超载时，开关电源的输出电压很小，控制芯片ICl采集到的输出电压的反馈电压也就很小，此时误差电压VEA = VDD，此时12 = 0，12与VEA的变化相反，此时第三电流13保持一定，因此对第二电容Cl、第三电容C2的充电电流相同，由公
式⑷可得+ G (5) S卩Tds/T的值由第二电容Cl和第三电容C2的电容比例
大小决定，第二电容Cl与第三电容C2 —旦给定，则开关电源输出恒流电源时，Tds/T将保持一定值不变。当开关电源的负载减小，且负载减小到一定程度时，开关电源的输出电压上升，误差电压VEA也会从VDD开始减小，第二电流12随之增大，根据公式(4)可以看出，T增大使得控制芯片ICl的工作频率fosc下降，则开关电源的输出能量减小，开关电源的输出电压下降；反之当负载变重，开关电源的下降，误差电压VEA增大，第二电流12随之减小，从而将提高控制芯片ICl的工作频率fosc，使得开关电源的输出电压上升，形成负反馈环路，实现输出电压的恒定。具体工作过程如下V2 < VEA < VI，控制芯片ICl同时进入PWM和PFM模式下，第二电流12也随之变化，且误差电压VEA越小第二电流12则越大，根据公式(4)，Tds/T将随误差电压VEA减小而变小，在Tds保持不变的情况下，工作周期T随误差电压VEA减小而变大，即随着误差电压VEA的减小，控制芯片ICl的工作频率fosc将变小，达到了 PFM的调整目的。当VEA < V4时，控制芯片ICl进入BURST模式，此时第二电流12保持不变，第三电流13将跳变为一个较小的值并保持，根据公式(4)可知，Tds/T的值将进一步增大，即芯片的工作频率fosc将进一步减小并保持，直到控制芯片ICl跳出BURST工作模式。由于当误差电压VEA < V4时，说明此时的开关电源为轻载或空载，在低负载时，进一步降低控制芯片ICl的工作频率，从而减小了系统的开关损耗，达到降低待机功耗的目的。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种开关电源的控制芯片，所述控制芯片与开关电源的开关管电连接，其特征在于，所述控制芯片包括电压采集模块、误差放大模块、时间采集模块以及恒压恒流模块； 电压采集模块，用于采集所述开关电源输出电压的反馈电压； 误差放大模块，用于将电压采集模块采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出误差电压； 时间采集模块，用于根据电压采集模块采集到的反馈电压，得到消磁时间信号； 恒压恒流模块，用于采集开关管的峰值电流反馈信号，根据时间采集模块的消磁时间信号、误差放大模块的误差电压和采集到的峰值电流反馈信号，调节控制信号的频率和占空比，以及根据所述控制信号控制所述开关管。
2.如权利要求I所述的控制芯片，其特征在于，所述恒压恒流模块包括采集单元、模式判断单元、频率控制单元、基准电流单元、脉宽调节单元以及频率调节单元； 采集单元，用于采集开关管的峰值电流反馈信号； 模式判断单元，用于根据误差放大模块的误差电压，调节判断电流的大小； 模式控制单元，用于根据误差放大模块的误差电压，调节控制电流的大小； 基准电流单元，用于提供预设电流； 脉宽调节单元，用于根据模式控制单元的判断输出电流和基准电流单元的预设电流进行叠加后，得到第一比较电压，当第一比较电压等于采集单元采集到的峰值电流反馈信号时，输出控制信号的关断脉冲； 频率调节单元，用于根据模式判断单元的判断输出电流、模式控制单元的控制输出电流以及消磁时间信号，输出控制信号的导通脉冲。
3.如权利要求2所述的控制芯片，其特征在于所述模式控制单元包括与所述脉宽调节单元连接的第一电流源，以及与所述频率调节单元连接的第二电流源； 第一电流源，用于当误差放大模块的误差电压增大时，增大第一输出电流； 第二电流源，用于当误差放大模块的误差电压减小时，增大第二输出电流，当误差放大模块的误差电压等于第一预设电压时停止输出电流，以及当误差放大模块的误差电压小于第二预设电压时保持输出电流的大小。
4.如权利要求3所述的控制芯片，其特征在于所述基准电流单元具体为固定电流源。
5.如权利要求4所述的控制芯片，其特征在于所述脉宽调节单元包括电阻、第一电容和第一比较器，所述电阻的一端分别与第一电流源的输出端、固定电流源的输出端、第一电容的一端连接以及第一比较器的负极连接，所述电阻的另一端分别与第一电容的另一端和地连接，第一比较器的正极与采集单元连接。
6.如权利要求3所述的控制芯片，其特征在于所述模式判断单元具体为第三电流源； 所述第三电流源，用于当误差放大模块的误差电压小于第二预设电压时，将输出电流降低到预设电流值，否则，保持输出电流的大小。
7.如权利要求6所述的控制芯片，其特征在于所述频率调节单元包括第一开关、第二开关、第二电容、第三电容以及第二比较器，所述第一开关的一端与第二电流源的输出端连接，所述第一开关的另一端分别与第二电容的一端和第二比较器的负极连接，第二开关的第一端与第三电流源的输出端连接，第二开关的第二端与第一开关的另一端连接，第二开关的第三端分别与第三电容的一端和第二比较器的正极连接，第二电容的另一端和第三电容的另一端分别与地连接； 第一开关，用于根据时间采集模块的消磁时间信号，进行闭合或断开； 第二开关，用于根据时间采集模块的消磁时间信号，选择第一端与第二端导通或第一端与第三端导通。
8.如权利要求1-7任意一项所述的控制芯片，其特征在于，所述控制芯片包括启动电路丰吴块； 启动电路模块，用于当其电压达到预设值时，输出使能信号并开始提供电能； 恒压恒流模块，还用于当接收到启动电路模块的使能信号时，开始输出所述控制信号。
9.如权利要求1-7任意一项所述的控制芯片，其特征在于，所述控制芯片还包括线压补偿模块； 线压补偿模块，用于根据误差放大模块的误差电压，对电压采集模块采集到的反馈电压进行补偿。
10.一种开关电源，其特征在于所述开关电源包括如权利要求1-9任意一项所述的控制芯片，所述开关电源还包括 输入滤波整流模块，用于对输入的交流电压进行滤波，并将所述交流电压整流为直流电压； 开关管，用于对主边绕组进行控制； 主边绕组，用于在所述开关管的控制下将所述直流电压变化为电磁信号； 供电模块，用于给控制芯片提供电压； 主边反馈模块，用于将供电模块的输出电压进行分压后，反馈至控制芯片； 主边采集模块，用于采集所述开关管的峰值电流反馈信号； 输出绕组，用于根据所述主边绕组产生的电磁信号转换为电信号，产生相应的输出交流电压； 输出整流模块，用于将输出交流电压整流为直流电压； 稳压模块，用于对输出整流模块提供的能量进行存储，以及在开关管关断时提供能量输出，确保输出电压的恒定； 假负载模块，用于在空载下消耗输出绕组所提供的能量，稳定输出电压。
11.如权利要求10所述的开关电源，其特征在于所述开关电源还包括第一电压吸收模块； 第一电压吸收模块，连接在所述输入滤波整流模块和所述主边绕组之间，用于吸收漏感尖峰电压。
12.如权利要求10所述的开关电源，其特征在于所述开关电源还包括第二电压吸收模块； 第二电压吸收模块，连接在所述输出绕组和稳压模块之间，用于吸收所述输出整流模块反向恢复引发的尖峰电压。
全文摘要
本发明提供了一种控制芯片及开关电源，所述控制芯片与开关管电连接，所述控制芯片包括电压采集模块、误差放大模块、时间采集模块以及恒压恒流模块；电压采集模块，用于采集输出电压的反馈电压；误差放大模块，用于将电压采集模块采集到的反馈电压与基准电压进行比较放大，并输出误差电压；时间采集模块，用于根据电压采集模块采集到的反馈电压，得到消磁时间信号；恒压恒流模块，用于采集开关管的峰值电流反馈信号，根据时间采集模块的消磁时间信号、误差放大模块的误差电压和采集到的峰值电流反馈信号，调节控制信号的频率和占空比，以及根据所述控制信号控制所述开关管。该种控制芯片和具有该控制芯片的开关电源，能降低系统待机功耗。
文档编号H02M3/335GK102904448SQ20111021545
公开日2013年1月30日 申请日期2011年7月29日 优先权日2011年7月29日
发明者王文情, 杨小华, 于春天, 冯玉明 申请人:比亚迪股份有限公司