专利名称：磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电能变换装置的直流变换器，特别是指一种无飞跨电容和嵌位二极管的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器。
背景技术：
随着人类生活水平的不断提高，对电能的需求大幅度增加。低压大电流输出装置得到飞速发展，如应用于电镀行业、通信行业和铁路行业等，当输出功率小于2. 5KW时，通常采用两相电源供电，当输出功率大于2. 5KW时，则采用三相电源供电，此时三相电源输入经过PFC电路，升压到800VDC左右，再经过DC-DC电路得到需要的直流电压。选用常规 DC-DC变换器，其主开关管电压应力在800V以上，需要选用1200V电压应力的开关管，若选用IGBT，其开关速度一般小于30KHz，会导致电路中的磁芯元件体积较大，降低了变换器的功率密度；若选用M0SFET，导通电阻较大，存在很大的导通损耗；为此可选用三电平半桥结构，其开关管的电压应力只有输入电压的一半，可以选择电压应力在500V左右的M0SFET， 导通电阻较小，降低了导通损耗，并且可以大大提高开关频率，提高了变换器的功率密度体积。目前在高压输入、低压大电流输出的场合应用最多的是半桥三电平全波整流直流变换器，由于采用了谐振电感，可以在较宽的负载范围内实现软开关。但增大谐振电感会导致副边占空比丢失，谐振电感较小又会使得变换器在轻载时不能实现软开关，当驱动占空比在正负半周不相等时，与飞跨电容连接的嵌位二极管则会产生瞬间大电流，影响了变换器的可靠性，应用于低压大电流输出场合时，副边整流二极管的损耗很大，严重影响变换器的效率。基于前述分析，本发明人针对现有的半桥三电平直流变换器结构进行研究改进， 本案由此产生。
发明内容
本发明的目的，在于提供一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，其采用无飞跨电容和嵌位二极管结构的半桥三电平拓扑降低了主开关管的电压应力，同时消除了目前常用的半桥三电平拓扑的嵌位二极管的可靠性问题；采用同步整流方案降低了副边整流管的通态损耗；采用倍流整流技术进一步降低变压器副边通态损耗，提高效率；采用磁集成和自驱动方案简化了系统的结构和体积；主变压器采用两个变压器原边串联副边交错并联结构，将输出滤波电感集成在主变压器内部，最终集成在一个磁芯里面，提高了变换器的功率密度。为了达成上述目的，本发明的解决方案是—种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，包括输入分压电容电路、半桥三电平桥臂、隔离变压器及驱动电路和整流及滤波电路；输入分压电容电路包括直流电源和两个输入分压电容，其中，第一、二分压电容串联后，第一分压电容的另一端连接直流电源的正极作为输入分压电容电路的正输出端，而第二分压电容的另一端连接直流电源的负极作为输入分压电容电路的负输出端，且所述第一、二分压电容的容量相等；半桥三电平桥臂包括4个均带有寄生体二极管和寄生电容的开关管和一个阻断电容，所述开关管采用M0SFET，该4个开关管依次串联后并联在输入分压电容电路的正负输出端；而阻断电容的一端连接第三、四开关管的串联点，另一端接入隔离变压器及驱动电路；隔离变压器及驱动电路包括两个变压器，每个变压器均由一个原边绕组、一个副边绕组和一个驱动绕组组成，且副边采用倍流整流方式，其中，第一变压器的原边绕组同名端连接第一、二开关管的串联点，异名端连接第二变压器的同名端，而第二变压器的异名端连接阻断电容的另一端；而第一变压器的副边绕组异名端连接第二变压器的副边绕组同名端，并连接变换器的正输出端；第一变压器的驱动绕组同名端和第二变压器的驱动绕组异名端分别接地；整流及滤波电路包括两个均带有寄生体二极管和寄生电容的整流MOS管和一个滤波电容，其中，第一整流MOS管的漏极连接第一变压器副边绕组的同名端，栅极连接第一变压器的驱动绕组异名端，而源极则连接第二整流MOS管的源极并连接变换器的负输出端；第二整流MOS管的漏极连接第二变压器副边绕组的异名端，栅极连接第二变压器的驱动绕组同名端；滤波电容并联在变换器的正、负输出端之间。采用上述方案后，本发明与现有技术相比的主要技术特点是，该变换器在轻载和重载都可以实现主开关管的ZVS;采用同步整流技术，大大降低了副边整流管的通态损耗; 采用磁集成和自驱动技术缩小了体积，降低了成本，简化了电路结构。
图I是本发明的电路结构示意图；图2是本发明的磁集成部分示意图；图3是本发明的主要波形示意图；图4至图10是本发明各开关模态的等效电路结构示意图。由于变压器(Tki)的驱动绕组电压的波形与变压器(Tki)原边电压波形Vpi相同，变压器CU的驱动绕组电压的波形与变压器(Tk2)原边电压波形Vp2相同，为了简化电路，所以在各开关模态的等效电路结构示意图中省略了自驱动电路的部分。
具体实施例方式以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。如图I所示，本发明提供一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，包括输入分压电容电路I、半桥三电平桥臂2、隔离变压器及驱动电路3和整流及滤波电路4， 下面分别介绍。输入分压电容电路I包括直流电源Vin和两个输入分压电容Cdl、Cd2,其中,两个分压电容Cdl、Cd2依次串联后再与直流电源Vin并联，具体在本实施例中，分压电容Cdl、Cd2串联后，分压电容Cdl的另一端连接直流电源Vin的正极作为输入分压电容电路I的正输出端，而分压电容Cd2的另一端连接直流电源Vin的负极作为输入分压电容电路I的负输出端；所述分压电容Cdl和Cd2的容量很大且相等，其电压均为输入电压的一半，即Vedl = Vcd2 = NJ2, 可看作电压为Vin/2的电压源。半桥三电平桥臂2包括4个均带有寄生体二极管Dp D2、D3、D4和寄生电容C1' C2、 C3、C4的开关管QpQyQ^Q4和一个阻断电容cb，所述开关管采用M0SFET，该4个开关管依次串联后并联在输入分压电容电路I的正负输出端，采用不对称PWM控制；而阻断电容Cb的一端连接开关管Q3、Q4的串联点，另一端接入隔离变压器及驱动电路3，在变换器稳态工作时，阻断电容Cb的电压恒定为Vin/2。隔离变压器及驱动电路3包括两个变压器TK1、TK2，每个变压器均由一个原边绕组、 一个副边绕组和一个驱动绕组组成，且副边采用倍流整流方式，其中，变压器Tki的原边绕组同名端连接开关管Q1A2的串联点，异名端连接变压器Tk2的同名端，而变压器Tk2的异名端连接阻断电容Cb的另一端；而变压器Tki的副边绕组异名端连接变压器Tk2的副边绕组同名端，该串联点连接变换器的正输出端，且VP1、VP2分别是变压器TK1、TK2的输入电压，Lfl,Lf2 分别是变压器TK1、Te2原边励磁电感折算到副边的电感；变压器Tki的驱动绕组同名端和变压器Tk2的驱动绕组异名端分别接地。整流及滤波电路4包括两个均带有寄生体二极管DK1、De2和寄生电容CK1、Ce2的整流MOS管Qki、Qe2和一个滤波电容Cf，其中，整流MOS管Qki的漏极连接变压器Tki副边绕组的同名端，栅极连接变压器Tki的驱动绕组异名端，而源极则连接整流MOS管Qk2的源极并连接变换器的负输出端；整流MOS管Qk2的漏极连接变压器Tk2副边绕组的异名端，栅极连接变压器Tk2的驱动绕组同名端；滤波电容Cf并联在变换器的正、负输出端之间。本发明所提供的直流变换器采用不对称PWM控制，具体控制方法如下开关管Q1 和Q3的导通时间较长，而开关管Q2和Q4的导通时间较短，同时开关管Q1和Q2互补导通，开关管Q3和Q4互补导通，开关管Qp Q3的导通时间相等且相位相差180°，开关管Q2、Q4的导通时间相等且相位相差180°。下面将以图I所示变换器结构为例，结合图2至图10叙述本发明的具体工作原理，其中，图2是本实施例的磁集成部分示意图，由图3可知本实施例在半个开关周期有6 种开关模态，分别是[t(i 以前]、[t(|，tj , [t1； t2] , [t2, t3] , [t3, t4] , [t4, t5, [t5, t6],下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③输出电容足够大，可近似认为是一个直流电压源V。，V。为输出电压。I、开关模态Utci以前][对应于图4]t0以前，开关管Q1和开关管Q4导通，电源电压Vin通过开关管Q1和Q4加到AB两点，阻断电容Cb两端电压为Vin/2。变压器Tk2的驱动绕组的同名端为正电压，整流MOS管 Qk2继续开通，而变压器Tki的驱动绕组的异名端为负电压，整流MOS管Qki关断。原边电流 Ip通过变压器Tki给Lfl充电，原边电流ip通过Tk2给负载充电，同时Lf2向负载供电。2、开关模态2[tQ，tj [对应于图5]在h时刻，关断开关管Q4，原边电流ip给电容C4充电，给电容C3放电。由于电容 C4的存在，开关管Q4近似为零电压关断。变压器Tk2的驱动绕组同名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qk2仍然导通，变压器Tki的驱动绕组异名端电压线性上升，在h时刻之前达到整流MOS管Qki的栅极开启电压，整流MOS管Qki导通。副边滤波电感Lfl和Lf2同时向负载提供能量，副边滤波电感Lfl和Lf2的电流线性下降，当Vra = O, Vc4 = Vin/2时，此模态结束。3、开关模态3[t1; t2][对应于图6]到达h时刻后，原边电流流经输入电容Cdl、开关管Q1、变压器Tki和Tk2、阻断电容 Cb和二极管d3。此时可以零电压开通开关管q3。原边电流、近似为常数，此模态为续流模态，Vab = Vin/2。变压器Tki的驱动绕组异名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qki仍然导通； 变压器Tk2的驱动绕组同名端电压仍然为正电压，整流皿^管(^2仍然导通。副边滤波电感 Lfl和Lf2同时向负载提供能量，副边滤波电感Lfl和Lf2的电流线性下降，变压器原边被箝位在零电压。4、开关模态4 [t2，t3][对应于图7]在丨2时刻，关断开关管Q1，原边电容ip给电容C1充电，给电容C2放电。由于电容 C1的存在，开关管Q1近似为零电压关断。变压器Tki的驱动绕组异名端电压仍然为正电压， 整流MOS管Qki仍然导通；变压器Tk2的驱动绕组同名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qk2 仍然导通。副边滤波电感Lfl和Lf2同时向负载提供能量，副边滤波电感Lfl和Lf2的电流线性下降，当Vc2 = 0，Vci = Vin/2时，此模态结束。5、开关模态5 [t3，t4][对应于图8]到达t3时刻后，原边电流流经开关管Q3、二极管D2、变压器Tki和Tk2、阻断电容Cb。 此时可以零电压开通开关管Q2。原边电流ip线性减小，Vab = O。变压器Tki的驱动绕组异名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qki仍然导通；变压器Tk2的驱动绕组同名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qk2仍然导通。副边滤波电感Lfl和Lf2同时向负载提供能量，副边滤波电感Lfl和Lf2的电流线性下降。6、开关模态6[t4，t5][对应于图9]原边电流ip正向减小，输出滤波电感电流ilf2继续下降。由于变压器副边漏感的作用，Vp2开始下降。当Vp2在下降到Qk2的关断阀值的时候，Qk2关断。整流MOS管Qki仍然导通。副边滤波电感Lfl和Lf2同时向负载提供能量，副边滤波电感Lfl和Lf2的电流线性下降。7、开关模态6 [t5，t6][对应于图10]随着原边电流ip的负向增加和输出滤波电感电流ilf2的下降，在t5时刻，原边电流ip折算到副边等于滤波电感电流i1K。原边电流ip通过变压器Tk2给Lf2充电，Lfl向负载供电。变压器Tki的驱动绕组异名端电压仍然为正电压，整流MOS管Qki仍然导通。本发明的一个具体实例如下输入直流电压Vin = 800V ;输出直流电压V。= 28V ;输出电流I0 = 100A ;变压器Trl原副边变比5. 5 ;变压器Tr2原副边变比5. 5 ;励磁电感Lm = 280uH ;输出滤波电容Cf = 2200uFX6 ；M0SFET QpQ2^Q4 SPW47N60C3 ;副边整流管 Qei> Qe2 IPP041N12N3 ;开关频率fs = IOOkHz。由以上描述可知，本发明提出的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器具有如下优点①原边主开关管电压应力仅为输入电压的一半；②原边主开关管可以在宽负载范围内实现零电压开关；
③无飞跨电容和嵌位二极管结构，可靠性更高；④副边采用同步整流和倍流整流电路，降低了副边的通态损耗；⑤同步整流管的驱动采用自驱方式，简化了电路结构；⑥变换器仅采用一个磁芯，缩小了变换器的体积。以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。
权利要求
1.一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，其特征在于包括输入分压电容电路、半桥三电平桥臂、隔离变压器及驱动电路和整流及滤波电路；输入分压电容电路包括直流电源和两个输入分压电容，其中，第一、二分压电容串联后，第一分压电容的另一端连接直流电源的正极作为输入分压电容电路的正输出端，而第二分压电容的另一端连接直流电源的负极作为输入分压电容电路的负输出端，且所述第一、二分压电容的容量相等；半桥三电平桥臂包括4个均带有寄生体二极管和寄生电容的开关管和一个阻断电容， 所述开关管米用M0SFET,该4个开关管依次串联后并联在输入分压电容电路的正负输出端；而阻断电容的一端连接第三、四开关管的串联点，另一端接入隔离变压器及驱动电路； 隔离变压器及驱动电路包括两个变压器，每个变压器均由一个原边绕组、一个副边绕组和一个驱动绕组组成，且副边采用倍流整流方式，其中，第一变压器的原边绕组同名端连接第一、二开关管的串联点，异名端连接第二变压器的同名端，而第二变压器的异名端连接阻断电容的另一端；而第一变压器的副边绕组异名端连接第二变压器的副边绕组同名端， 并连接变换器的正输出端；第一变压器的驱动绕组同名端和第二变压器的驱动绕组异名端分别接地；整流及滤波电路包括两个均带有寄生体二极管和寄生电容的整流MOS管和一个滤波电容，其中，第一整流MOS管的漏极连接第一变压器副边绕组的同名端，栅极连接第一变压器的驱动绕组异名端，而源极则连接第二整流MOS管的源极并连接变换器的负输出端；第二整流MOS管的漏极连接第二变压器副边绕组的异名端，栅极连接第二变压器的驱动绕组同名端；滤波电容并联在变换器的正、负输出端之间。
全文摘要
本发明公开一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，包括输入分压电容电路、半桥三电平桥臂、隔离变压器及驱动电路和整流及滤波电路。该变换器采用无飞跨电容和嵌位二极管的半桥三电平拓扑降低了主开关管的电压应力，同时消除了目前常用半桥三电平拓扑的嵌位二极管的可靠性问题；采用同步整流方案降低了副边整流管的通态损耗；采用倍流整流技术进一步降低变压器副边通态损耗，提高效率；采用磁集成和自驱动方案简化了变换器的结构和体积；主变压器采用两个变压器原边串联副边交错并联结构，将输出滤波电感集成在主变压器内部，提高了变换器的功率密度。
文档编号H02M3/315GK102611310SQ20121006018
公开日2012年7月25日 申请日期2012年3月9日 优先权日2012年3月9日
发明者刘志军, 虞晓阳, 金科 申请人:南京航空航天大学