用于控制直流电压转换器的控制装置和方法
【专利摘要】本发明涉及一种用于具有同步整流器的电流去耦的直流电压转换器的控制装置(20)，具有信号产生设备(22)，所述信号产生设备被设计用于产生用于同步整流器的开关设备的控制信号(22c、22d)和基准电流信号(22b)；第一比较器设备(23)，所述第一比较器设备与所述信号产生设备(22)耦合，并且所述第一比较器设备被设计用于检测所述同步整流器的次级侧的输出电流(Jo)、与基准电流信号(22b)进行比较并根据该比较产生电流控制信号；以及脉冲宽度调制设备(25)，所述脉冲宽度调制设备与所述信号产生设备(22)和所述第一比较器设备(23)耦合，并且所述脉冲宽度调制设备被设计用于基于控制信号(22c、22d)和电流控制信号为同步整流器的开关设备产生经脉冲宽度调制的控制信号(25a)，其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于将基准电流信号(22b)在第一预先确定的时间间隔内减小到预先确定的基准电流阈值。
【专利说明】用于控制直流电压转换器的控制装置和方法
【技术领域】
[0001 ] 本发明涉及一种用于控制直流电压转换器、特别是全桥电路形式的推挽式变流器的控制装置和方法。
【背景技术】
[0002]通常同步整流器电路在全桥或半桥电路形式的推挽式变流器中被用于直流变压，例如用于给车辆的低压车载电网供电。为此既在初级侧又在次级侧所使用的功率半导体开关、例如MOSEFT必须被保护以防止过压或过高的电流强度。
[0003]为了控制有源的同步整流器电路，为此由微处理器提供脉冲宽度信号，所述脉冲宽度信号例如通过脉冲宽度调制元件被转换成用于各个半导体开关的相应的PWM控制信号。在推挽式变流器断开时，由于初级侧供电电压的下降而可能发生可能损坏次级侧半导体开关的次级侧的断续的电流运行(DCM,“discontinuous current mode (不连续的电流模式)”)。同时可能的是，磁通量储备在生成PWM控制信号时消失并且过高的磁化电流导致推挽式变流器的变压器的初级侧的饱和以及励磁电感的由此产生的减小，这可能由于高的初级侧的电流对于初级侧的半导体开关来说又是一种潜在危险。
[0004]文献US7，561，450B2公开了一种用于电流去耦的直流电压转换器的保护电路，当直流电压转换器的次级侧上的负载需求超过临界阈值时，利用该保护电路可以避免高电流通过直流电压转换器的半导体开关。为此在预先确定的时间间隔内限制从初级侧到次级侧的能量转移，在该时间间隔后，保护电路可以安全地断开直流电压转换器。
【发明内容】
[0005]本发明依据一个方面创建一种用于具有同步整流器的电流去耦的直流电压转换器的控制装置，该控制装置具有信号产生设备，该信号产生设备被设计用于产生用于同步整流器的开关设备的控制信号和基准电流信号；第一比较器设备，该第一比较器设备与信号产生设备耦合，并且该第一比较器设备被设计用于检测同步整流器的次级侧的输出电流、与基准电流信号进行比较并根据该比较产生电流控制信号；和脉冲宽度调制设备，该脉冲宽度调制设备与信号产生设备和第一比较器设备耦合并且该脉冲宽度调制设备被设计用于基于控制信号和电流控制信号为同步整流器的开关设备产生经脉冲宽度调制的控制信号，其中该信号产生设备此外被设计用于将基准电流信号在第一预先确定的时间间隔内减小到预先确定的基准电流阈值。
[0006]本发明依据另一方面创建一种系统，该系统具有推挽式变流器，该推挽式变流器包括初级侧的四象限调节器、变压器、同步整流器和LC滤波器；以及根据本发明的控制装置，该控制装置被设计用于为四象限调节器和同步整流器的半导体开关产生经脉冲宽度调制的控制信号。
[0007]本发明依据另一方面创建一种用于控制具有同步整流器的电流去耦的直流电压转换器的方法，该方法具有以下步骤:根据基准电流信号，为同步整流器的开关设备产生经脉冲宽度调制的控制信号，其中基准电流信号的值限制同步整流器的输出电流；接收用于直流电压转换器的切断信号；以及在接收切断信号后在第一预先确定的时间间隔内将基准电流信号减小到预先确定的基准电流阈值。
[0008]本发明的一种构思是，控制电流去耦的直流电压转换器的初级侧和/或次级侧的开关设备，使得通过控制信号的脉冲宽度调制已经避免直流电压转换器的临界运行状态。在此应该特别是在切断直流电压转换器时通过以下方式避免从连续的电流运行(DCM)过渡到断续的电流运行(CCM, “continuous current mode (连续的电流模式)”)过渡，即在切断直流电压转换器之前，逐渐地抑制直流电压转换器的同步整流器的输出电流。以该方式，可以在减小直流电压转换器的初级侧的供电电压时防止次级侧的存储扼流圈的通过次级侧的开关设备返回的电流的出现。
[0009]本发明的另一构思是，同时逐渐地抑制同步整流器的输出电压，使得脉冲宽度调制的占空率在减小初级侧的供电电压时不变得最大并且因此磁通量储备不被完全耗尽，这否则可能导致变压器的饱和。
[0010]本发明的一个重要的优点是，可以舍弃用于初级侧的欠电压检测或次级侧的欠电流检测的附加设备。同时不影响直流电压转换器的运行安全性和效率，因为通过存储扼流圈的回流电流和变压器的饱和效应可以通过依据本发明的控制策略得以避免。
[0011]在一种有利的实施方式中，电流去耦的直流电压转换器可以是具有初级侧的全桥电路的双向推挽式变流器。这样的直流电压转换器特别是可以有利地被用于电动车辆或混合动力车辆中的高功率应用。
[0012]在一种有利的实施方式中，信号产生设备此外可以被设计用于接收用于直流电压转换器的切断信号。因此在接收切断信号后将基准电流信号减小到预先确定的基准电流阈值的情况下，可以有利地实现直流电压转换器的被控制的切断。这提供的优点是，在初级侧的供电电压下降时，不出现次级侧的断续的电流运行，并且因此不会出现通过存储扼流圈或同步整流器的次级侧的开关设备的干扰的返回电流。
[0013]在一种有利的实施方式中，信号产生设备此外可以被设计用于产生基准电压信号，并将基准电压信号在第二预先确定的时间间隔内减小到预先确定的基准电压阈值，其中控制装置此外包括第二比较器设备，该第二比较器设备与信号产生设备耦合并且该第二比较器设备被设计用于检测同步整流器的次级侧的输出电压、与基准电压信号进行比较并根据该比较产生电压控制信号，以及其中脉冲宽度调制设备此外被设计用于基于电压控制信号为直流电压转换器的初级侧的开关设备产生经脉冲宽度调制的控制信号。由此以有利的方式避免变压器的饱和，因为脉冲宽度调制的占空率即使在直流电压转换器的切断过程中也达不到最大的上限。
[0014]在该情况下，信号产生设备此外可以被设计用于在接收切断信号后将基准电压信号减小到预先确定的基准电压阈值。因此直流电压转换器的输入电容器上的电压在切断直流电压转换器之前可以有效地被降低，而应无需附加的放电电路。
【专利附图】
【附图说明】
[0015]本发明的实施方式的其他的特征和优点由随后的参考附图的说明得出。其中:
[0016]图1示出依据本发明的一种实施方式的电流去耦的直流电压转换器的示意图；[0017]图2示出依据本发明的另一种实施方式的用于电流去耦的直流电压转换器的控制装置的示意图；
[0018]图3示出依据本发明的另一种实施方式的用于控制具有同步整流器的电流去耦的直流电压转换器的方法的示意图；以及
[0019]图4示出依据本发明的另一种实施方式的具有电流去耦的直流电压转换器和所属的控制装置的系统的示意图。
【具体实施方式】
[0020]图1示出直流电压转换器10的示意图。直流电压转换器10包括具有初级侧绕组和通过中间抽头被分成两段的次级侧绕组的变压器2。变压器2例如可以被设计用于将高电压转换成低电压并且例如具有初级侧与次级侧绕组之间的高于1、特别是例如10: I的绕组比。两个次级侧绕组段的绕组比在此特别是可以为1，也就是说，两个次级侧绕组段拥有相同的绕组数。
[0021]变压器的初级侧绕组在此可以由四象限调节器I的两个输出端子馈电。四象限调节器I在此例如可以具有全桥电路形式的四个开关设备la、lb、lc、ld。开关设备la、lb、lc、ld在此例如可以具有功率半导体开关、诸如场效应晶体管(FET)。例如半导体开关可以分别包括作为自锁的n-M0SFET(n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MetalOxide Semiconductor Field-Effect Transistor),增强型)、IGBT (绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor))、JFET (结型场效应晶体管(JunctionField-Effect Transistor))或p-M0SFET (p型金属氧化物半导体场效应晶体管)。
[0022]四象限调节器I例如可以通过中间电路电容器4、例如通过电动车辆或混合动力车辆的高压电网的牵弓I蓄电池被加载供电电压Ui。供电电压Ui在此可以是在幅度上变化的直流电压，使得可以控制四象限调节器I的开关设备la、lb、lc、ld，使得供电电压Ui被转化为交替地施加到变压器2的初级侧绕组的输入端子上的交流电压。
[0023]在次级侧，相应次级侧绕组段的两个端侧抽头与同步整流器电路3的两个输入端连接。同步整流器电路3在此包括两个开关设备3a、3b。开关设备3a、3b在此例如可以具有功率半导体开关、诸如FET。例如半导体开关可以分别包括作为自锁的n-M0SFET、IGBT,JFET或p-MOSFET。变压器的次级侧绕组的中间抽头在此可以通过同步整流器电路3来实施，使得在变压器的中间抽头与相应端侧抽头之一之间在同步整流器电路3的输出端子上施加经整流的和经降压变换的直流电压。该直流电压在此可以作为直流电压转换器10的输出电压Uo被引导通过次级侧的存储扼流圈6并被用于运行负载7。次级侧的存储扼流圈6和在同步整流器电路3的输出端子之间所耦合的中间电路电容器5在此是输出端侧的LC滤波器，该LC滤波器使同步整流器电路3的经整流的输出电压平滑。
[0024]同步整流器电路3被设计用于从各个次级侧绕组段的端侧抽头截取在次级侧施加在变压器2上的电压并通过对开关设备3a、3b的适当的控制转换成直流电压。换句话说，在直流电压转换器10的运行期间，在同步整流器电路3的输出端子之间可以截取输出直流电压Uo，该输出直流电压根据负载需求在存储扼流圈6中引起电流Jo。
[0025]对初级侧的开关设备la、lb、lc和Id以及次级侧的开关设备3a和3b的控制通过经脉冲宽度调制的控制信号来进行。脉冲宽度调制在此可以以占空率D来进行，该占空率取决于变压器2的绕组比以及供电电压Ui与所期望的输出电压Uo之比。占空率D可以被设计，使得存在磁通量储备，也就是说，在开关设备la、lb、lc、Id的两个开关过程之间设置有各一个保护时间间隔，在该保护时间间隔期间变压器2内的磁通量可以被减少。如果现在供电电压Ui下降，那么必须在输出电压Uo保持不变的情况下提高占空率D。在这些情况下，可能可以提高占空率D，使得磁通量储备被减少，也就是说，没有剩下用于变压器2去磁的时间。这特别是有问题的，因为开关设备la、lb、lc、ld受到制造和老化造成的波动，并且因此向变压器2的初级侧绕组内的功率输入不能对称地进行。在变压器2没有去磁的情况下，因此在几个工作周期后可能出现变压器2的饱和，这由于变压器2的因此迅速减小的励磁电感而可能导致开关设备la、lb、lc和Id内的强电流并且可能不能修复地损害这些开关设备。
[0026]此外，直流电压转换器10通常在连续的电流运行(CCM)中运行，也就是说，电流Jo在存储扼流圈6内超过一个工作周期不降到电流下限以下。为此在同步整流器电路3与负载7之间例如可以设置(未被示出的)分路电阻，在该分路电阻上可以测量同步整流器电路3的输出电流。
[0027]图4示出具有直流电压转换器的系统20的示意图。该直流电压转换器在此可以类似于图1中所示的来构造并具有被供应供电电压Ui的四象限调节器I。该四象限调节器I与变压器2连接，该变压器又与同步整流器电路3耦合。在同步整流器电路3的输出端子上可以截取输出直流电压Uo。同时在同步整流器电路3的输出端子上可以测定直流电压转换器的运行参数、例如同步整流器电路3的输出电压Uo的高度或输出电流强度Jo。
[0028]运行参数在此可以由控制单元21检测。控制单元在此在图2中更加详细地被示出。控制单元21在此被设计用于检测运行参数并基于所述运行参数为脉冲宽度调制设备25产生控制信号。脉冲宽度调制设备25基于从控制单元21所接收的控制信号产生经脉冲宽度调制的控制信号，该控制信号被转发给驱动四象限调节器I和同步整流器电路3的开关设备的驱动设备26。
[0029]图2更详细地示出根据图4的控制单元21的示意图。控制单元21在此具有信号产生设备22，该信号产生设备被设计用于为图1中的同步整流器3的开关设备3a、3b产生控制信号。信号产生设备22例如可以是微处理器、微控制器、ASIC、FPGA、集成电路或类似的控制设备。信号产生设备22被设计用于产生用于断开四象限调节器I的开关设备la、lb、lc、Id的控制信号22c和用于断开同步整流器电路3的开关设备3a、3b的控制信号22d。
[0030]信号产生设备22可以被设计用于产生基准电流信号22b和基准电压信号22a。基准电流信号22b在此可以用于限制同步整流器电路3的输出电流Jo，也就是说，用于同步整流器电路3的开关设备3a、3b的控制单元21的控制信号被形成，使得同步整流器电路3的输出电流Jo不超过基准电流信号22b的值。同样地，基准电压信号22b在此可以用于限制同步整流器电路3的输出电压Uo，也就是说，用于四象限调节器I的开关设备la、lb、lc、Id的控制单元21的控制信号被形成，使得同步整流器电路3的输出电压Uo不超过基准电压信号22a的值。
[0031]控制单兀21此外具有第一比较器设备23,该第一比较器设备与信号产生设备22耦合并且该第一比较器设备被设计用于检测同步整流器3的次级侧的输出电流Jo。第一比较器设备23此外被设计用于将次级侧的输出电流Jo与基准电流信号22b进行比较并根据该比较产生电流控制信号。第一比较器设备23可以具有运算放大器23a，该运算放大器作为信号输入在反相输入端上接收所检测的输出电流Jo并且在非反相输入端上接收基准电流信号22b。通过具有由电容器23d和由电容器23b以及欧姆电阻23c构成的串联电路构成的并联电路的反馈路径，运算放大器23a的输出信号可以被反馈到运算放大器23的反相输入端中。在第一比较器设备23a的输出端子处可以设置二极管23e。第一比较器设备23a可以通过欧姆电阻23g —方面与地电位耦合并且另一方面与脉冲宽度调制设备25耦
八
口 ο
[0032]控制单元21此外具有第二比较器设备24，该第二比较器设备与信号产生设备22耦合并且该第二比较器设备被设计用于检测同步整流器3的次级侧的输出电压Uo。第二比较器设备24此外被设计用于将次级侧的输出电压Uo与基准电压信号22a进行比较并根据该比较产生电压控制信号。第二比较器设备24可以具有运算放大器24a，该运算放大器作为信号输入在反相输入端上接收所检测的输出电压Uo并且在非反相输入端上接收基准电压信号22a。通过具有由电容器24d和由电容器24b以及欧姆电阻24c构成的串联电路构成的并联电路的反馈路径，运算放大器24a的输出信号可以被反馈到运算放大器24的反相输入端中。在第二比较器设备24的输出端子处可以设置二极管24e。第二比较器设备24可与第一比较器设备23的输出端子耦合并通过欧姆电阻23g —方面与地电位耦合并且另一方面与脉冲宽度调制设备25耦合。第一和第二比较器设备23或24在信号线路23f上共同地向脉冲宽度调制设备25发出输出信号。
[0033]脉冲宽度调制设备25可以与信号产生设备22和比较器设备23、24耦合。脉冲宽度调制设备25被设计用于基于第一比较器设备23的电流控制信号的以及必要时第二比较器设备24的电压控制信号的控制信号22c、22d为同步整流器3和/或四象限调节器I的开关设备产生经脉冲宽度调制的控制信号25a。
[0034]参照在图3中示意性地被示出的用于控制具有同步整流器的电流去耦的直流电压转换器、例如在图1中所示出的直流电压转换器I的方法30，下面更详尽地阐明控制单元21的功能。
[0035]在第一步骤31中，可以根据基准电流信号22b来为同步整流器3的开关设备3a、3b产生经脉冲宽度调制的控制信号。基准电流信号22b在此限制同步整流器3的输出电流Jo。此外，在步骤31中，可以根据基准电压信号22a来为直流电压转换器10的初级侧的开关设备、例如为四象限调节器I的开关设备la、lb、lc、ld产生经脉冲宽度调制的控制信号。基准电压信号22a在此拥有限制同步整流器3的输出电压Uo的值。
[0036]信号产生设备22可以在步骤32中接收用于直流电压转换器10的切断信号。接着信号产生设备22在步骤33中可以在第一预先确定的时间间隔内、例如在几毫秒内将基准电流信号22b减小到预先确定的基准电流阈值。在切断直流电压转换器10时，发生供电电压Ui的减小。如果同步整流器电路3的输出电流Jo保持恒定高度，那么通过变压器2的能量传输不再足以在工作周期期间维持通过存储扼流圈6的电流流动，也就是说，通过存储扼流圈6的电流流动下降直至零。这意味着，直流电压转换器10此后将在断续的电流运行(DCM)中运行。
[0037]为避免这一点，同步整流器电路3的输出电流Jo随着供电电压Ui的下降而减小，使得直流电压转换器10在整个断开过程期间可以在连续的电流运行(CCM)中运行。这避免通过存储扼流圈6的电流的回流和随之出现的通过开关设备3a、3b的电流流动。通过开关设备3a、3b的电流流动例如仅通过功率半导体开关3a、3b的本征二极管(“body diode (体二极管)”)来进行。在经过第一预先确定的时间间隔后，信号产生设备22可以产生控制信号22d，使得开关设备3a、3b完全被断开。
[0038]如果在同步整流器电路3的输出端子上连接有低压蓄电池或其它的直流电源，那么在经过第一预先确定的时间间隔后也可以例如通过以下方式断开四象限调节器I的开关设备la、lb、lc、ld，即信号产生设备22相应地生成控制信号22c。
[0039]否则，信号产生设备22可以在步骤34中在接收切断信号后在第二预先确定的时间间隔内将基准电压信号22a减小到预先确定的基准电压阈值。由此可以将在切断过程期间变得更低的供电电压Ui与通过基准电压信号22a变得更低的输出电压Uo之间的比值保持不变或几乎不变。这意味着，脉冲宽度调制的占空率D同样可以被保持恒定或几乎恒定，使得可以防止达到最大可能的占空率D。这防止，变压器2陷入饱和并且由此高的并且潜在地危害开关设备la、lb、lc、Id的运行能力的电流流过开关设备la、lb、lc、Id。
[0040]利用用于控制电流去耦的直流电压转换器、例如图1中的推挽式变流器10的方法30，在切断过程期间、当供电电压Ui降到临界值以下时可以有效地避免直流电压转换器10的断续的电流运行的出现以及变压器2的饱和。然而为此并不需要在控制装置内布置单独的欠压检测设备或单独的欠负载电流检测设备。这降低控制装置的所需部件的数量和因此控制装置的效率。同时通过针对直流电压转换器的输出电流Jo和/或输出电压Uo的基准值的适配，不影响直流电压转换器的可靠和安全的运行。
【权利要求】
1.用于具有同步整流器(3)的电流去耦的直流电压转换器(10)的控制装置(20)，具有: 信号产生设备(22)，所述信号产生设备被设计用于产生用于所述同步整流器(3)的开关设备(3a、3b)的控制信号和基准电流信号(22b)； 第一比较器设备(23)，所述第一比较器设备与所述信号产生设备(22)耦合，并且所述第一比较器设备被设计用于检测所述同步整流器(3)的次级侧的输出电流(Jo)、与所述基准电流信号(22b)进行比较并根据该比较产生电流控制信号；以及 脉冲宽度调制设备(25)，所述脉冲宽度调制设备与所述信号产生设备(22)和所述第一比较器设备(23)耦合，并且所述脉冲宽度调制设备被设计用于基于所述控制信号和所述电流控制信号为所述同步整流器(3)的开关设备(3a、3b)产生经脉冲宽度调制的控制信号(25a), 其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于将所述基准电流信号(22b)在第一预先确定的时间间隔内减小到预先确定的基准电流阈值。
2.按权利要求1所述的控制装置(20)，其中所述脉冲宽度调制设备(25)此外被设计用于产生所述经脉冲宽度调制的控制信号(25a)，使得所述同步整流器(3)的次级侧的输出电流(Jo)通过所述基准电流信号(22b)的值来限制。
3.按权利要求1和2之一所述的控制装置(20)，其中所述电流去耦的直流电压转换器(10)是具有初级侧的全桥电路(I)的双向推挽式变流器。
4.按权利要求1到3之一所述的控制装置(20)，其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于接收用于所述直流电压转换器(10)的切断信号。
5.按权利要求4所述的控制装置(20)，其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于在接收所述切断信号之后将所述基准电流信号(22b)减小到预先确定的基准电流阈值。
6.按权利要求4和5之一所述的控制装置(20)，其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于产生基准电压信号(22a)，并将所述基准电压信号(22a)在第二预先确定的时间间隔内减小到预先确定的基准电压阈值； 其中所述控制装置(20)此外包括第二比较器设备(24)，所述第二比较器设备与所述信号产生设备(22)耦合，并且所述第二比较器设备被设计用于检测所述同步整流器(3)的次级侧的输出电压(Uo)、与所述基准电压信号(22a)进行比较并根据该比较产生电压控制信号；以及 其中所述脉冲宽度调制设备(25)此外被设计用于基于所述电压控制信号为所述直流电压转换器(10)的初级侧的开关设备(la、lb、lc、ld)产生经脉冲宽度调制的控制信号(25a)。
7.按权利要求6所述的控制装置(20)，其中所述信号产生设备(22)此外被设计用于在接收所述切断信号之后将所述基准电压信号(22a)减小到预先确定的基准电压阈值。
8.系统(40)，具有: 推挽式变流器(1、2、3)，所述推挽式变流器包括初级侧的四象限调节器(I)、变压器⑵、同步整流器(3)和LC滤波器(5,6);以及 按权利要求1到7之一所述的控制装置(20)，所述控制装置被设计用于为所述四象限调节器⑴和所述同步整流器⑶的半导体开关(la、lb、lc、Id ;3a、3b)产生经脉冲宽度调制的控制信号(25a)。
9.用于控制具有同步整流器(3)的电流去耦的直流电压转换器(10)的方法(40)，具有以下步骤: 根据基准电流信号(22b)为所述同步整流器(3)的开关设备(3a、3b)产生(31)经脉冲宽度调制的控制信号(25a)，其中所述基准电流信号的值限制所述同步整流器(3)的输出电流(Jo)； 接收(32)用于所述直流电压转换器(10)的切断信号；以及 在接收所述切断信号之后在第一预先确定的时间间隔内将所述基准电流信号(22b)减小(33)到预先确定的基准电流阈值。
10.按权利要求9所述的方法(40)，此外具有以下步骤: 根据基准电压信号(22a)为所述直流电压转换器(10)的初级侧的开关设备(la、lb、lc、ld)产生(31)经脉冲宽度调制的控制信号(25a)，其中所述基准电压信号的值限制所述同步整流器⑶的输出电压(Uo);以及 在接收所述切断信号之后在第二预先确定的时间间隔内将所述基准电压信号(22a)减小(34)到预先确定 的基准电压阈值。
【文档编号】H02M3/335GK103959625SQ201280047965
【公开日】2014年7月30日 申请日期:2012年8月2日 优先权日:2011年9月29日
【发明者】S·科赫, F·利布朗, S·宾哈克, T·普里斯特尔, M·策勒, E·许克尔, S·米勒, 田 健, R·博哈特, R-P·贝格曼 申请人:罗伯特·博世有限公司