电源转换器的制作方法

本发明涉及电气技术领域，更具体而言涉及一种电源转换器，尤其涉及一种具有期望的保持时间的同时具有提高的功率密度的电源转换器。

背景技术：

目前，诸如计算机等的一部分电子设备对电源的稳定性的要求越来越高，由其是在输入电压异常时(例如掉电时)，需要在输入电压发生异常后能够在一定时间内将输出电压维持在特定范围内，这段时间被称为保持时间，用于在线路故障后顺序终止数据处理装置的操作或者切换到不间断电源(UPS)操作。

现以交流-直流电源转换器为例进行说明。通常，交流-直流电源转换器包括：全波整流器、电压转换器以及直流-直流(DC-DC)转换电路。电压转换器耦接在全波整流器与DC-DC转换电路之间，用于使从全波整流器输出的电源信号经过升压或降压后，向DC-DC转换电路输出直流电源信号。在电压转换器之后配置有输出储能元件，例如电容C，用于平衡输入、输出的瞬时功率，滤除二次谐波纹波，以及使电源转换器具有足够的保持时间。

在常见的设计中，在输入电压发生异常期间，借助存储在储能电容C中的能量维持可以在一段时间内维持输出电压，直到储能电容C的电压低于后端的DC-DC转换电路的最低工作电压。由于，这个最低工作电源远高于储能电容C完全放电的电压(零电压)，因而，存储在储能电容C的能量仅有一部分可以用于维持输出电压。例如，针对高效率AC-DC电源转换器，当储能电容C的电压为390V，而后端的DC-DC转换电路的最低工作电压是280V时，在输入电压发生异常期间，仅有大约48％的存储在储能电容C中能量可以被利用。

为了更大限度地利用存储的能量，需要应用更大的储能电容。然而，作为储能电容的电解电容通常体积较大，并且相应的散热器也占据了较大的位置，这成为影响电源功率密度的进一步提高的主要因素。

技术实现要素：

本发明的目的之一在于提供一种电源转换器，以期望解决上述现有技术中的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种电源转换器，包括：第一输入整流器和第二输入整流器，用于从输入电压产生经整流的输入电压；交错并联地耦接在电源转换器的输入端与直流输出端之间的第一电压转换器和第二电压转换器，用于将经整流的输入电压转换为直流输出电压，其中，第一电压转换器的输入端与第一输入整流器耦接，第二电压转换器的输入端与第二输入整流器耦接；第一储能元件，耦接在第一电压转换器的输出端与电源转换器的接地端之间；第二储能元件，耦接在第二电压转换器的输出端与电源转换器的接地端之间；输出控制单元，输出控制单元耦接在第一电压转换器的输出端和第二电压转换器的输出端之间，用于在输入电压发生异常期间，断开第一电压转换器和第二电压转换器的输出端的之间的连接；以及旁路单元，耦接在第二储能元件与第一电压转换器的输入端之间，用于在输入电压发生异常期间，使得存储在第二储能元件中的能量经由旁路单元向第一储能元件传送。

根据本发明实施例的电源转换器，通过将存储在第二储能元件上的能量传送到第一储能元件上，使得获得同样的保持时间所需的储能元件的容量更小，从而提高了电源转换器的功率密度并同时改善了电路的散热。

附图说明

本公开可以通过参考下文中结合附图所给出的描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本公开的优选实施例和解释本公开的原理和优点。在附图中：

图1是根据本发明一个实施例的电源转换器的示意性结构框图；

图2是根据本发明一个实施例的电源转换器的具体电路图；

图3是采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为开关元件Q1的驱动电路图；

图4A示意性地示出了不具有旁路单元的电源转换器在输入电压异常 期间的输出电压曲线；

图4B示意性地示出了具有旁路单元的电源转换器在输入电压异常期间的输出电压曲线。

图5示意性的示出了输入电压发生异常后(未恢复)的时序；

图6示意性的示出了输入电压在发生异常后又恢复的时序。

具体实施例

在下文中，将参考附图详细地描述本发明的实施例。

本领域技术人员可以理解，本发明中的“第一”、“第二”等术语仅用于区别不同单元、模块或步骤等，既不代表任何特定技术含义，也不表示它们之间的必然逻辑顺序，也不体现其所限定的不同单元、模块或步骤的重要性程度。

应理解当元件被称为与另外的元件“连接”或“耦接”时，其可以直接地与其他元件连接或耦接或者可以存在介于中间的元件。相反，当元件被称为与另外的元件“直接地连接”或“直接地耦接”时，不存在介于中间的元件。用于描述元件之间的关系的其他术语应以类似的方式被解释(例如，“在…之间”相对“直接地在…之间”，“相邻”相对于“直接地相邻”等)。

图1是根据本发明一个实施例的电源转换器的示意性结构框图。本实施例公开的电源转换器，包括：第一输入整流器110、第二输入整流器120、第一电压转换器112、第二电压转换器122、第一储能元件C1、第二储能元件C2、输出控制单元130和旁路单元140。

第一输入整流器110和第二输入整流器120与输入电压v_i耦接，用于从输入电压产生经整流的输入电压。

第一电压转换器112和第二电压转换器122视具体情况可以是升压转换器或降压转换器，用于将经整流的输入电压经升压或降压后转换为直流输出电压v_out，以便供后端使用。

第一电压转换器112的输入端与第一输入整流器110的输出端耦接，第一电源转换器112的输出端与电源转换器的直流输出端v_out耦接。第二电压转换器122的输入端与第一输入整流器120的输出端v_out耦接，第二电源转换器122的输出端与电源转换器的直流输出端v_out耦接。第一电压转换器112与第二电压转换器122相互并联连接，并以180°的相移交替工 作，从而构成交错并联结构。

第一储能元件C1耦接在第一电压转换器112的输出端与电源转换器的接地端之间。第二储能元件C2耦接在第二电压转换器122的输出端与电源转换器的接地端之间。第一、第二储能元件C1、C2用于向后端提供能量。

输出控制单元130耦接在第一电压转换器112的输出端和第二电压转换器122的输出端之间，在电源转换器正常工作期间，输出控制单元130使得第一电压转换器112的输出端和第二电压转换器122的输出端处于导通状态，第一电压转换器112和第二电压转换器122并联连接，二者交替工作。而在输入电压发生异常期间(在本例中例如为输入电压突然断开或大幅下降等)，输出控制单元130用于断开第一电压转换器112的输出端和第二电压转换器122的输出端的之间的连接。

旁路单元140耦接在第二储能元件C2与第一电压转换器112的输入端之间。在电源转换器正常工作期间，旁路单元140不工作，第一、第二储能元件C1、C2共同向后端提供能量。而在输入电压发生异常期间，旁路单元140处于工作状态，使得存储在第二储能元件C2中的能量经由旁路单元140向第一储能元件C1传送，以便维持第一储能元件C1电压稳定，并向后端提供输出电压。

本实施例中公开的电源转换器中，在输入电压发生异常期间，通过旁路单元将本来并联连接的两个电压转换器改成串联连接的形式，将存储在第二储能元件C2上的能量传送到第一储能元件C1上，使得获得同样的保持时间所需的储能元件的容量更小，从而改善电路的散热并提高电路的功率密度。

以上描述虽然是借助交流-直流电源转换器展开的，但本领域技术人员应知晓本发明的实施例的应用并不限于交流-直流电源转换器，其同样可以作为直流-直流电源转换器的一部分。

由上述描述可了解本发明一个实施例的电路构造，以下结合图2说明其实际运用的具体电路图。其中，图2是根据本发明一个实施例的电源转换器的具体电路图。

第一输入整流器110和第二输入整流器120可以是全桥整流器D7、D8，用于从输入的交流电压(AC-INPUT)产生经整流的输入电压。

第一电压转换器112和第二电压转换器122可以是功率因数调整 (PFC)电路。如图2所示，第一PFC单元PFC1耦接在第一输入整流器D7与电源转换器的直流输出端(V-BULK)之间，并且至少包括电感L1、二极管D4、开关元件Q2。第二PFC单元PFC2耦接在第二输入整流器D8与电源转换器的直流输出端(V-BULK)之间，并且至少包括电感L2、二极管D6、开关元件Q3。

可选地，可以在第二PFC单元PFC2的电感L2和二极管D6两端并联连接二极管D3。在这种情况下，在交流电压输入(恢复)瞬间，输入电压可以经由二极管D3对给第二储能元件C2进行充电，以防止电感L2、二极管D6以及开关元件Q3受到浪涌电流的冲击。

第一、第二储能元件C1、C2可以是第一、第二电容C1、C2。输出控制单元130可以包括整流二极管D5，并且整流二极管D5耦接在第一电容C1和第二电容C2的正极之间。

第一电容C1的电容值可以与第二电容C2的电容值相同或不同。在一个可能的示例中，第一电容C1的电容值可以大于第二电容C2的电容值，以便更大限度地利用存储在C2上的能量。容易理解，第一电容C1的电容值小于第二电容C2的电容值也仍然可以完成相关电路的功能和操作。

在电源转换器正常工作期间，整流二极管D5处于导通状态，第一PFC单元PFC1与第二PFC单元PFC2构成以180°的相移交替工作的交错并联结构，由第一、第二电容C1、C2共同向后端提供输出电压。同时，由于第一电容C1与第二电容C2并联连接，因此，较为平均的承担了前级产生的纹波电流。

旁路单元140包括耦接在第二储能元件C2与第一电压转换器112的输入端之间的开关元件Q1。在电源转换器正常工作期间，开关元件Q1处于断开状态，而当输入电压发生异常时，控制开关元件Q1接通，此时，存储在第二电容C2上的能量可以经由开关元件Q1、电阻R4、第一电容C1以及二极管D9组成的放电回路被传送到第一电容C1上，同时，由于第二电容C2上的电压小于第一电容C1上的电压，整流二极管D5处于反向截止状态。这样，在保持时间期间内，存储在第二电容C2上的能量可以不断地传送到第一电容C1上，并向后端提供输出电压。

在一个可能的示例中，开关元件Q1可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。图3是采用IGBT作为开关元件Q1的驱动电路图。控制单元 MCU通过D103，D104，R101,R102，R104，R109，C402组成的电路检测输入电压。MCU对输入电压进行高频采样，并做A/D转换。MCU例如可以通过两种算法判断输入电压(AC_INPUT)是否正常：输入电压有效值是否在正常工作范围内；输入电压是否连续5ms都为0V。如果输入电压有效值小于规格要求值或者输入电压连续5ms都为0V，则判断输入失效，MCU通过I/O口输出高电平。回扫变压器绕组4S-4F，D1227，C1226及R1224构成了一个独立的辅助电源，C1226两端的电压稳定在12V，用于开关元件Q1的驱动电压。MCU的I/O为低电平时，Q401关断，光耦U1214内部二极管没有电流通过，U1214的3脚和4脚之间晶体管是断开的，开关元件Q1的驱动为0V，开关元件Q1保持关断。当MCU的I/O为高低电平时，Q401导通，光耦U1214内部二极管有电流通过，U1214的3脚和4脚间晶体管导通，C1226两端的12V电压作用在IGBT_DRV上，开关元件Q1的驱动为12V，开关元件Q1导通，从而通过旁路单元将本来并联连接的两个电压转换器改成串联连接的形式，将存储在第二储能元件C2上的能量传送到第一储能元件C1上。

可选地，可以在开关元件Q1与第一PFC单元PFC1的输入端之间串联二极管D1。具体地，二极管D1的正极与开关元件Q1的一端耦接，二极管D1的负极与第一PFC单元PFC1的输入端耦接，开关元件Q1的另一端与第二电容C2耦接。通过配置二极管D1，如果交流输入电压在保持期间内恢复，二极管D1能够避免开关元件Q1承受反向浪涌电压和浪涌电流，保护开关元件Q1。

在第一电容C1的负极与电源转换器的接地端之间串联连接有限流元件R2，在第二电容C2的负极与电源转换器的接地端之间串联连接有限流元件R3。限流元件R2、R3的配置可以在诸如电源转换器启动或恢复等过渡状态期间，防止浪涌电流涌入第一、第二电容C1、C2。

在一个可能的示例中，限流元件R2、R3可以是具有负温度系数的热敏电阻、正温度系数的热敏电阻或者是水泥电阻等抗浪涌电流的等值电阻。

可选地，可以在限流元件R2、R3的两端并联连接开关元件。可以在电源转换器正常工作期间使与限流元件R2、R3相应的开关元件导通，使得限流元件R2、R3被旁路，从而降低了功耗。

在一种可能的示例中，与限流元件R2、R3并联连接的开关元件可以 是诸如MOSFET的开关元件。例如，如图2所示，限流元件R2与MOSFET开关元件Q4并联耦接。

在另一种可能的示例中，与限流元件R2、R3并联连接的开关元件也可以是继电器开关RE1。例如，如图2所示，限流元件R3与继电器开关RE1并联耦接。

在使用继电器开关RE1的情况下，例如可以使用多触点的继电器开关RE1同时与限流元件R3以及作为输出控制单元130的整流二极管D5并联耦接。在这种情况下，在电源转换器正常工作期间，继电器开关RE1处于导通状态，限流元件R3和整流二极管D5被旁路。而当检测到交流输入电压发生异常时(电压异常检测单元未在图中示出)，使继电器开关RE1处于断开状态，如上文所述，此时，第一PFC单元PFC1与第二PFC单元PFC2之间的连接断开。第一PFC单元PFC1独立工作，存储在第二电容C2上的能量经由开关元件Q1、二极管D1向第一电容C1传送，第二电容C2上的电压低于第一电容C1上的电压，整流二极管D5反向截止。通过在输出控制单元130两端并联开关元件，可以在电源转换器正常工作期间旁路整流二极管D5，以提高PFC的效率。

应理解，本发明的各个实施例中所示的元件的型号及参数值可以根据实际需求来确定，而不应局限于上述结合图2的具体电路列出的选择。此外，基于输入电压异常的情况而对上述旁路单元140和输出控制单元130进行的控制例如可以通过控制单元来实现。该控制单元例如可以采取微控制器MCU的形式，也可以通过分离电路元件搭建。当然，容易理解，该控制单元的功能也可以在图2中示出的各个组成部件中实现。本领域技术人员根据上述控制过程的详细描述可以容易地实施该控制单元。为简明起见，该控制单元的细节未在图中示出。

图4A示意性地示出了不具有旁路单元的电源转换器在输入电压异常期间的输出电压曲线，图4B示意性地示出了具有旁路单元的电源转换器在输入电压异常期间的输出电压曲线。图4A、图4B中的L和L’分别示出了电源转换器在输入电压异常期间的输出电压(第二电容C2上的电压)曲线。可以看出，在相同条件下，具有旁路单元的电源转换器的输出电压下降较慢，实验表明，具有旁路单元的电源转换器的保持时间是不具备旁路单元的电源转换器的保持时间的约2.5倍。

在本实施例中，通过在交流输入电压异常的情况下采用开关元件将本来并联连接的两个PFC单元改成串联连接的形式，简化了电路的设计和 控制。同时，在本实施例中增加的半导体器件只是稳态载流，没有增加高频开关状态，功耗小，散热容易，此外占用电源的空间较小。

以下结合图5和图6说明图2中的电源转换器在交流输入电压发生异常后的时序。其中图5示意性的示出了交流输入电压发生异常后(未恢复)的时序，图6示意性的示出了交流输入电压在发生异常后又恢复的时序。

如图5所述，开始阶段，交流输入电压正常，电源转换器正常工作，第一PFC单元PFC1、第二PFC单元PFC2分别在脉宽调制信号PFC_PWM1、PFC_PWM2的控制下以180°的相移交替工作的交错并联结构。在此期间，继电器开关RE1的控制信号RLY_DRV1为高电平，继电器开关RE1处于导通状态，整流二极管D5、限流元件R3被旁路；开关元件Q4的控制信号GATE1为高电平，开关元件Q4处于导通状态，限流元件R2被旁路。由第一电容C1(即BULK CAP)和第二电容C2并联向后端提供能量。

在T21期间(约500μs)，交流输入电压发生异常。

在T22期间，旁路单元140等待启动。此时，如果交流输入电压恢复，旁路单元140将不会工作，即开关元件Q1不会导通。在此期间，由于检测到交流输入电压发生异常，第一PFC单元PFC1、第二PFC单元PFC2停止工作，继电器开关RE1的控制信号RLY_DRV1变为低电平，继电器开关RE1处于断开状态，第二电容C2经由整流二极管D5与第一电容C1并联，并为后端的DC-DC变换器提供能量。由于第二电容C2的容量较大，在交流输入电压发生异常后的一段时间内仍然可以维持后端DC-DC变换器(电负载)的工作。只有在T22经过之后(大于3ms)并且交流输入电压仍处于异常状态时，旁路单元140才开始工作。这样可以防止交流输入电压短时间异常而导致旁路单元140开始工作，避免电源转换器频繁切换。

在T23期间(约500μs)，开关元件Q1的控制信号IGBT_DRV变为高电平，控制开关元件Q1接通。

在T24期间，开关元件Q1的控制信号IGBT_DRV保持高电平，开关元件Q1保持导通状态，第二PFC单元PFC2继续保持停止状态，第一PFC单元PFC1开始工作，用于调整第一电容C1的电压。同时，由于第二电容C2的电压低于第一输出电容C1的电压，整流二极管D5反向截止。在此期间，存储在第二输出电容C2中的能量经由开关元件Q1、二极管 D1被馈入到第一PFC单元PFC1的输入端，直到存储在第二输出电容C2中的能量基本释放完毕，从而增加了电源转换器的保持时间。

如果交流输入电压在T32期间开始处恢复并在T32期间内保持稳定，在T32期间(大于50ms)，开关元件Q1的控制信号IGBT_DRV保持高电平，开关元件Q1仍处于导通状态，第二PFC单元PFC2保持停止状态，而第一PFC单元PFC1保持工作状态。此时，一方面第一PFC单元PFC1依靠交流输入电压(经由输入整流器)或第二电容C2的电压保持对第一电容C1的电压的调整，另一方面，交流输入电压经由二极管D3和限流电阻R3对第二输出电容C2进行充电。当第二电容C2经由二极管D3被充电到交流输入电压的峰值时，控制开关元件Q1处于断开状态，旁路单元140不再处于工作状态。

在随后的T31期间(约100ms)，开关元件Q1的控制信号IGBT_DRV变为低电平，开关元件Q1处于断开状态，旁路单元140不工作，第一PFC单元PFC1和第二PFC单元PFC2处于工作状态。此时，由于输出电压与第一电容C1耦接，当交流输入电压恢复时，相同的占空比会导致第二电容C2电压上升很快，当第二电容C2电压高于第一输出电容C1时，整流二极管D5导通，第一PFC单元PFC1与第二PFC单元PFC2构成交错并联结构。

在T33期间开始时，闭合继电器开关RE1，在经历一段闭合延迟时间T33(约13ms)后，在T34期间(约500μs)，继电器开关RE1的两个触点基本上零电压闭合，从而减少了整流二极管D5和限流电阻R2、R3之间的导通损耗。

在T34期间后，电源转换器恢复正常工作。

以上结合具体实施例和/或示例描述了本公开的基本原理，但是，应理解，本公开并不局限于这些具体的实施例和/或示例。另外，需要指出的是，对本领域的普通技术人员而言，能够理解本公开的装置的全部或者任何部件，并在这些公开的基础上根据具体应用对这些部件作出修改、替代和变换，而仍涵盖于本公开的范围之内。