用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置的制作方法
【专利摘要】用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置。在各种实施例中，提供一种用于为包括变压器的开关模式电源确定去磁零电流时间的方法，在该时间处变压器基本去磁，其中该方法可以包括：施加第一电流通过变压器的一侧的绕组；中断第一电流的电流流动；测量变压器的另一侧的绕组两端的电压基本上变为零的时间；并且使用所测量的时间确定去磁零电流时间。
【专利说明】用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置
【技术领域】
[0001]本发明总体上涉及一种用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置。
【背景技术】
[0002]包括在转换器的输入和输出之间提供电流隔离的变压器的回扫转换器(Flybackconverter)拓扑通常被用于AC/DC和DC/DC两个种类的开关模式电源(SMPS)中。在从IW到100W和更大的宽输出功率范围上，回扫拓扑提供系统成本与装置性能的良好的比率。然而，当作出到较高功率类别的转变时，与开关模式电源的其它拓扑和相应的驱动方法相比，对要达到的最大效率的限制变得更加明显。在回扫类型设备中，存在因其各自的功率损耗而以限制性方式影响设备的总效率的多个部分。
[0003]在基于回扫拓扑的SMPS中的电压转换是基于基本上包括两个步骤的操作方案。在第一个步骤中，在包括变压器的初级侧的电路中提供的功率开关被闭合并且在转换器的输入处提供的能量被存储在变压器的磁场中。在第二个步骤中，在变压器的初级侧的功率开关被打开并且在变压器的次级侧的功率开关被闭合，由此存储在变压器的磁场中的能量驱动去磁电流通过变压器的次级侧直到变压器被去磁为止。去磁电流流过在包括变压器的次级侧的电路中的整流二极管并且对被配置为提供输出电压的输出电容器充电。
[0004]在去磁电流通过整流二极管的导通阶段期间，二极管正向电压降对功率损耗负有责任。对于较高功率并且在具有小输出电压的设备中，去磁电流激增并且因此在整流二极管中的相应功率损耗也增加。
[0005]二极管固有的在其正向电压降中的功率损耗问题可以以不同方式解决。一个可能的方法是同步整流方案，根据该方案，在变压器的次级侧，在导通状态中的整流二极管的功能被功率开关取代，所述功率开关在预定义的时间间隔中被切换并且与在转换器的初级侧的功率开关同步被驱动。在变压器的次级侧的功率开关可以避免在传导操作中的整流二极管的正向电压降和与此相关的功率损耗。
【发明内容】
[0006]在各种实施例中，提供一种用于为包括变压器的开关模式电源确定去磁零电流时间的方法，在该时间处变压器被基本去磁，其中该方法可以包括:施加第一电流通过变压器的一侧的绕组；中断第一电流的电流流动；测量变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间；并且使用所测量的时间确定去磁零电流时间。
【专利附图】
【附图说明】
[0007]在附图中，遍及不同视图，相似参考符号通常指的是相同的部分。附图不必要按比例，而是通常将重点放在示出本发明的原理上。在下面的描述中，参照下面的附图来描述本发明的各种实施例，其中:
图1A示出传统回扫功率转换器的次级侧电路； 图1B示出传统回扫功率转换器的另一次级侧电路；
图2A至2D示出在图1A或图1B中示出的传统回扫功率转换器的操作期间的各种信号序列；
图3示出传统回扫功率转换器电路；
图4不出另一传统回扫功率转换器电路；
图5A至出被在图4中不出的传统回扫功率转换器电路的控制器输出的各种信号序列；
图6示出根据各种实施例的包括控制器的开关模式电源电路，该控制器用于控制开关模式电源。
[0008]图7A至7D示出根据在图6中示出的各种实施例，在开关模式电源电路的操作期间采用电压和电流形式的各种信号序列；和
图8示出说明根据各种实施例的用于为开关模式电源确定去磁零电流时间的方法的流程图；
图9示出根据各种实施例的用于为开关模式电源确定去磁零电流时间的电路布置；和图10示出描述根据各种实施例的用于调整在开关模式电源电路的第二侧的功率开关的接通时间的自适应控制方法的图。
【具体实施方式】
[0009]下面详细的描述参照附图，所述附图借助图示示出了本发明可被实施的实施例和具体细节。
[0010]本文使用词“示例性的”来意指“用作实例，例子，或者示例”等。本文描述为“示例性的”的任何实施例或者设计不一定被解释为比其它实施例或者设计优选或者有利。
[0011 ] 关于在侧面或者表面的“上面”形成的沉积材料而使用的词“上面”可以在本文被用来表示沉积材料可以“直接”形成在暗指的侧面或者表面“上”，例如与暗指的侧面或者表面直接接触。。关于在侧面或者表面的“上面”形成的沉积材料而使用的词“上面”可以在本文被用来表示沉积材料可以“间接”形成在暗指的侧面或者表面“上”，其中在暗指的侧面或者表面和沉积材料之间布置一个或者多个另外的层。
[0012]回扫(功率)转换器通常包括变压器，该变压器提供在转换器的(多个)输入和(多个)输出之间的电流隔离。回扫转换器电路可以包括两个主要的侧或者电路。在下面，术语“初级侧”，“初级电路”和“初级电路侧”可以指的是连接到或者包括回扫转换器的(多个)输入的回扫转换器电路的侧或者部分并且因此与连接到或者包括回扫转换器电路的(多个)输出的回扫转换器电路的侧或者部分电流隔离。类似地，术语“次级侧”，“次级电路”和“次级电路侧”可以指的是连接到或者包括回扫转换器的(多个)输出的回扫转换器电路的侧或者部分并且因此与连接到或者包括回扫转换器电路的(多个)输入的回扫转换器电路的侧或者部分电流隔离。
[0013]通常，可以直接从转换器的次级侧或者从转换器的初级侧执行对在转换器的次级侧的功率开关的控制，如将根据已知的结构在下面简要地概述的。
[0014]在图1A中示出回扫功率转换器的次级侧电路100。回扫功率转换器的次级侧电路100包括次级绕组102，该次级绕组被磁耦合到初级绕组(在图中未示出)并且与初级绕组一起形成回扫功率转换器的变压器。次级绕组102的一端被连接到可连接外部负载的次级侧电路100的输出端子104。第一电容器106的一端被连接到在输出端子104和次级绕组102之间的电通路，第一电容器106的另一端被连接到参考电势108，例如地电势。次级绕组102的另一端被连接到MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)晶体管134的漏极并且通过第一二极管110和第一电阻器112的串联布置被连接到次级侧同步整流控制器140 (下文被称作控制器140)的端子DET。MOSFET晶体管134的栅极通过第二电阻器116被连接到控制器140的端子0P，其中第二二极管与第二电阻器116并联地耦合在MOSFET晶体管134的栅极和控制器140的端子OP之间。晶体管134的栅极通过第三电阻器118被耦合到相同晶体管的源极并且通过第四电阻器120被耦合到控制器140的端子IN-。晶体管134的源极通过第二二极管136被进一步连接到相同晶体管的漏极，通过第五电阻器126被连接到参考电势108并且通过第五电阻器126和第六电阻器122被连接到控制器140的端子IN+。MOSFET晶体管的源极和第三电阻器118连接到的节点被耦合到集成电路地电势132。第二电容器128被耦合在控制器140的IN-端子和IN+端子之间。控制器140的端子RT通过第七电阻器130被耦合到集成电路地电势132，控制器140的端子GND被直接耦合到集成电路地电势132。
[0015]在图1A中示出的回扫功率转换器的次级侧电路100包括控制MOSFET晶体管134的切换时间的控制器140。当在回扫功率转换器的初级侧(在图1A中未示出)的功率开关被打开并且MOSFET晶体管134被关闭时，第五电阻器126被用作电流感测电阻器，控制器140能够通过该电阻器感测流过变压器的次级绕组102的去磁电流。MOSFET晶体管134充当在回扫功率转换器的次级侧的功率开关并且提供同步整流功能。一旦流过次级绕组102的去磁电流降到零以下，即当发生零电流交叉时，在端子IN+处感测的电压低于在控制器140的端子IN-处感测的电压。这种事件的检测触发信号，由该信号关断晶体管134以防止另外的电流流过次级侧电路100，其可以沿相反方向(例如沿与其固有极性相反的方向)给第一电容器106放电。第四电阻器120和第六电阻器122可被用来设置关断MOSFET晶体管134所处的电流水平。在回扫电源的初级侧电路(在图1A中未示出)中提供的功率开关的状态通过控制器140的端子DET被感测，所述控制器140的端子DET通过第一二极管110和第一电阻器112被连接到变压器的次级绕组102。一旦在初级侧电路上的功率开关被开启，通过变压器的初级绕组的电流在变压器的次级绕组102中感应电压，使得在控制器140的端子DET处感测高电压。这种事件标志新的转换周期的开始。
[0016]根据在图1B中示出的回扫功率转换器的次级侧电路150来解释略微改变的电流感测方法。次级侧电路150与在图1A中示出的次级侧电路100相似。因此在其中相同的元件或者具有相同功能和布置的元件将被标有相同的参考数字并且为了简洁将不被再次描述。在图1B的次级侧电路150中，第五电阻器126，第六电阻器122和第二电容器128已经从如在图1A的次级侧电路100中示出的位置被重新安置。第二电容器128不是被耦合在控制器140的端子IN-和端子IN+之间，而是用其一端被耦合到在第一电容器106和次级侧电路150的输出104之间的电通路，其另一端通过第六电阻器122被耦合到控制器140的端子IN+，通过第五晶体管126被耦合到MOSFET晶体管134的源极并且通过第五电阻器126和第四电阻器120被耦合到控制器140的端子IN-。该改变的配置提供包括第五电阻器126和第二电容器128的高通滤波器以通过第五电阻器126感测流过变压器的次级绕组102的去磁电流。
[0017]为了驱动采用MOSFET晶体管134形式的功率开关以提供同步整流，布置在如在图1A或者在图1B中示出的回扫功率转换器的次级侧电路上的控制器140需要另外的PWM(脉宽调制)电路，其增加了系统成本。此外，由于布置在转换器的初级侧电路(在图1A和图1B中未示出)上的初级开关的同步信号通过变压器的次级绕组102被感测，可以发生其中在错误的时间点处MOSFET晶体管134被接通的情形。将根据在图2A，2B, 2C和2D中示出的图来解释错误的触发信号的起因。所有图共用表示时间的共同的χ轴202。y轴204表示在相应图中示出的信号的幅度。在图200中示出用于在图1A和图1B的回扫功率转换器的初级侧电路中提供的功率开关的驱动信号206。在其期间驱动信号206处在高电平的间隔表示其中在初级侧电路中的功率开关被开启的时间间隔。在图200中存在两个脉冲208，在其期间在初级侧电路中的功率开关保持闭合。图220示出在图1A和图1B中示出的回扫功率转换器的次级电路侧的去磁电流222的路线。每当驱动器信号206返回到其低值的时候，即每当在初级侧电路中提供的功率开关被打开的时候，通过变压器的次级绕组102的去磁电流222形成峰值(spike)并且此后立即开始线性降低至其零值。在图220中可以观测到这种事件以具有三角形形状的两个脉冲224的形式发生两次。在图240中示出在控制器140的端子DET处感测的电势242。在驱动信号206在其高值的时间期间(即对于在图200中的脉冲208的持续时间)，在控制器140的端子DET处感测正电势脉冲244。在这个时间期间没有电流通过次级绕组102。当驱动信号206返回到其低值时，即当在回扫功率转换器的初级侧电路中提供的功率开关被关断时，流过次级绕组102的去磁电流222反转在控制器140的端子DET处感测的电压的极性。在控制器140的端子DET处感测的电压242从高值到低值的转变触发了用于MOSFET晶体管134的驱动信号262上的驱动信号脉冲264，如在图260中示出的。当变压器被去磁时，去磁电流222降至其零值。然而，由于在变压器的绕组上存在的并且因此也在控制器140的端子DET处检测到的振铃(ringing)246，用于MOSFET晶体管134的错误的驱动信号脉冲266可被触发。可以通过在连接控制器140的DET端子与初级绕组102的电通路中提供RC滤波器来防止这种不期望有的情形，所述RC滤波器采用用其一端连接在控制器140的DET端子和第一电阻器112之间，并且用其另一端连接到参考电势的另外的滤波电容器的形式。
[0018]在图3中示出回扫功率转换器电路300，所述回扫功率转换器电路也包括在回扫功率转换器电路300的次级侧布置的同步整流控制器332 (在下面将被称作控制器332)。控制器332利用线性定时预测方法来通过测量在回扫功率转换器电路300的初级侧电路中提供的第一功率开关312的开启时间和输入电压的幅度来确定在回扫功率转换器电路300的次级侧电路中提供的第二功率开关320的开启时间。在控制器332中使用的线性定时预测方法的根本原理是伏特-秒平衡定理。
[0019]在图3中示出的回扫电源转换器电路300包括连接到变压器306的初级绕组308的一端的输入端子302,其中第一电容器304被稱合在输入302与初级绕组308的一端之间的电通路和参考电势(例如地电势)之间。初级绕组308的另一端被连接到第一晶体管312的漏极，其源极被耦合到参考电势。第一二极管314与第一晶体管312并联地耦合在其源极和漏极之间。到目前为止描述的元件形成在图3中示出的回扫功率转换器电路300的初级侧电路。下面将描述形成回扫功率转换器电路300的次级侧电路的元件。[0020]变压器306的初级绕组308被磁性地耦合到变压器306的次级绕组310。次级绕组310的一端被耦合到输出端子316和控制器332的端子VDD。次级绕组310的该相同的端也通过第三电阻器330和第四电阻器328的串联布置被耦合到参考电势。在第三电阻器330和第四电阻器328之间的电通路被耦合到控制器332的端子RES。次级绕组310的另一端被耦合到提供同步整流功能的第二晶体管320的漏极并且通过第一电阻器324和第二电阻器326的串联布置被耦合到参考电势。在第一电阻器324和第二电阻器326之间的电通路被耦合到控制器322的LPC端子。第二晶体管320的栅极被耦合到控制器332的端子栅极。控制器332的GND端子和AGND端子被耦合到参考电势。第二二极管322与第二晶体管320并联地耦合在其漏极和源极之间。第二电容器318的一端被耦合到输出端子316，第二电容器318的另一端被耦合到参考电势和第二晶体管320的源极。
[0021]控制器332使用端子LPC和包括第一电阻器324和第二电阻器326的电压分配器以感测变压器306的次级绕组310两端的电压。端子RES和包括第三电阻器330和第四电阻器328的电压分配器被用来感测在输出端子316处提供的输出电压。使用那些电压和第一晶体管312的导通时间，控制器332能够根据伏特-秒平衡定理来确定第二晶体管320的导通时间，该定理将在后面更详细地解释。
[0022]因为在图3中示出的回扫功率转换器电路300利用伏特-秒平衡定理以便确定第二晶体管322的开启时间，所以可以避免归因于可能出现在变压器绕组上的振铃的错误触发的问题，如在图1A和图1B中示出的回扫功率转换器的情况下解释的。然而，在回扫电源电路300的次级侧电路中的控制器332中包括的用于驱动第二晶体管320的另外的PWM电路(除了在初级侧电路中用于驱动第一晶体管312的PWM电路)的必要性的情况下，仍存在增加系统成本的问题。
[0023]在图4中示出回扫功率转换器电路400，该电路包括控制器490用以驱动第一功率开关452和第二功率开关460，后者提供同步整流功能。与在图1A和IB或者图3中示出的回扫功率转换器的构思相比，控制器490被提供在如在图4中示出的转换器电路400的初级电路侧。转换器电路400包括连接到第一变压器446的初级绕组448的一端的输入端子402。输入端子402通过第一电容器404被进一步连接到参考电势，例如地电势，并且通过第六电阻器406被连接到控制器490的端子UVL0，其中控制器490的端子UVLO通过第五电阻器408被连接到参考电势。输入端子402通过包括第四电阻器438和第三电容器440的串联布置被连接到参考电势，其中在第四电阻器438和第三电容器440之间的电通路被连接到控制器490的端子VCC。控制器490的端子VCC通过包括第三电阻器436和第一二极管434的串联布置被连接到辅助绕组432的一端，辅助绕组432的另一端被连接到参考电势。辅助绕组432被磁性地耦合到第一变压器446。控制器490的端子FB通过第二电阻器428被连接到参考电势并且通过第一电阻器430被连接到辅助绕组432的一端。变压器446的初级绕组448的另一端通过包括第十三电阻器444和第四电容器442的串联布置被连接到输入端子402并且被连接到第一晶体管452的漏极。第一晶体管452的栅极被连接到控制器490的端子PG并且第一晶体管452的源极通过第十二电阻器454被连接到参考电势。在第一晶体管452的源极和第十二电阻器454之间的电通路被耦合到控制器490的端子SENSE+并且在参考电势和第十二电阻器454之间的电通路被耦合到控制器490的端子SENSE-。控制器490的端子SG通过包括第十五电阻器488和第八电容器486的串联布置被耦合到第二变压器480的初级绕组482的一端。第二变压器480的初级绕组482的另一端被耦合到参考电势。控制器490的端子VC通过包括第七电容器426和第十一电阻器424的串联布置被耦合到参考电势。控制器490的端子CCMP通过第六电容器422被耦合到参考电势。控制器490的端子SFST通过第五电容器420被耦合到参考电势。控制器490的端子GND被耦合到参考电势。控制器490的端子OSC通过第二电容器418被耦合到参考电势。控制器490的端子ENDLY通过第十电阻器416被耦合到参考电势。控制器490的端子RCMP通过第九电阻器414被耦合到参考电势。端子SYNC被耦合到参考电势。端子t0N通过第八电阻器412被耦合到参考电势。端子P⑶LY通过第七电阻器410被耦合到参考电势。到目前为止描述的元件形成在图4中示出的转换器电路400的初级侧电路,或者换句话说，被分配在转换器电路400的初级侧。下面将被描述的在图4中示出的转换器电路400中的其余元件形成次级侧电路。
[0024]转换器电路400的次级侧包括第一变压器446的次级绕组450，该次级绕组被电流耦合到布置在初级电路侧的第一变压器446的第一绕组448。次级绕组450的一端被耦合到输出端子458和第^ 电容器456的一端,第^ 电容器的另一端被稱合到参考电势。次级绕组450的另一端被耦合到第二二极管462和第十四电阻器464的一端。第十四电阻器464的另一端被耦合到第十电容器472 (其又被耦合到参考电势)，并且通过包括第三晶体管468和第四晶体管470的串联布置被耦合到参考电势。第三晶体管468的基极和第四晶体管470的基极通过包括第十六电阻器474和第三二极管476的串联布置被耦合到参考电势。在第三晶体管468和第四晶体管470之间的电通路被耦合到第二晶体管460的栅极。第二晶体管的源极被耦合到参考电势，第二晶体管的漏极被耦合到第一变压器446的次级绕组450的另一端。在第十六电阻器474和第三二极管476之间的电通路通过第九电容器478被耦合到第二变压器480的次级绕组484的一端并且通过第十七电阻器480被耦合到参考电势。第二变压器480的第二绕组484的另一端被耦合到参考电势。
[0025]在控制器490中 实施的控制方法仅支持固定频率的CCM(连续电流模式)。这意味着仅可选择和使用在初级电路侧的功率开关(即第一晶体管452)和次级功率开关(即第二晶体管460)的导通时间和关断时间之间的固定关系。该固定关系独立于连接到转换器电路400的输出端子458的负载或者在转换器电路400的输入端子402处供应的输入电压。利用在图4中呈现的结构，DCM (不连续导通模式)是不可能的。通常，在CCM中，在次级侧电路上的变压器的绕组中的去磁电流从未在转换周期之间到达零。在DCM中，变压器可被完全去磁并且在部分转换周期期间，通过在次级侧电路上的变压器的绕组的去磁电流可以降至零。
[0026]在图4中示出的由转换器电路400的控制器490输出的各信号序列被显示在图5A至5C中的图中。所有三个图共用共同的时间轴，即χ轴502。在每个图中的y轴504表示相应信号的幅度。在图5A的图500中，曲线代表在初级电路侧布置的第一晶体管452的漏极电压506。在图5B的图520中，曲线示出第一栅极驱动信号522，该信号在控制器490的端子PG处被输出并且被提供到第一晶体管452的栅极。在图5C的图540中，曲线示出在控制器490的端子SG处提供的第二栅极驱动信号542，该信号通过第二变压器480被传送到转换器电路400的次级侧电路并且被施加到第二晶体管460的栅极。
[0027]第一栅极驱动信号522和次级侧栅极驱动信号542的高值分别对应于第一晶体管452和第二晶体管460的导通状态。根据图520和图540可以看出第一晶体管452和第二晶体管以互相排斥的方式被开启和关断。在转换器电路400的操作期间，控制器490通过端子SENSE+和端子SENSE-测量通过第一转换器446的第一绕组448的电流。当在控制器490的端子SG处的第二栅极驱动信号542被提升至高值并且通过第二变压器480从转换器电路400的初级侧电路被传送到转换器电路400的次级侧电路时，第二晶体管460被开启。在图5C中的图540中对应于第二栅极驱动信号542的高值的导通状态脉冲544期间，提供同步整流的第二晶体管460保持被启动。根据第一晶体管452还是第二晶体管460被启动，如在图5A中的图500中示出的，第一晶体管的漏极电压506处于负值或者正值。
[0028]根据各种实施例，由于使用在回扫功率转换器电路中的变压器的次级侧电路中提供的整流二极管，提供了可以允许减小功率损耗的方法和装置。在各种实施例中提供回扫转换器电路，其中由转换器的初级侧电路控制同步整流，已经根据在图4中示出的转换器电路400解释的构思。然而，相比于那个转换器电路400，用于根据各种实施例来控制开关模式电源的控制电路也可以以不连续电流模式并且以具有可变操作频率(即具有转换周期的可变频率)的准谐振模式来操作。
[0029]根据各种实施例，确定布置在次级侧电路中并且提供同步整流的开关需要保持接通的时间的一个可能的方法是利用伏特-秒平衡定理。通常使用的整流二极管可以被提供同步整流的开关替代。使用用于根据各种实施例来控制开关模式电源操作的控制器的开关模式电源可以具有如下优点:当与在图1A，图1B和图3中呈现的开关模式电源电路比较时，可能只有一个PWM电路是必需的，其可以根据各种实施例被提供在控制器中，其中控制器可以被提供在开关模式电源的初级电路侧。在图1A和图1B中呈现的回扫转换器需要在次级电路侧的第二 PWM控制器，其增加了系统成本。此外，控制开关模式电源的控制器和方法以准谐振操作模式提供增加效率的可能性。
[0030]在图6中示出开关模式电源电路(下面也被称作SMPS电路)，该电路包括用于根据各种实施例来控制开关模式电源的控制器。开关模式电源电路600包括输入电压(例如在从85V到270V的范围中的AC输入电压)可被施加到的第一输入602和第二输入604。第一输入602可以被f禹合到第一电感器608的第一侧并且第二输入604可以被f禹合到第二电感器610的第一侧。第一电容器606可以被并联稱合在第一输入602和第二输入604之间。第一电感器608和第二电感器610可以被磁性地或者感应地互相耦合。例如，可以以线圈的形式提供电感器，所述线圈可以被芯连接或者被缠绕在包括具有高磁导率的材料(例如铁，μ金属或者钢)的芯上，以便在两个线圈之间提供磁性耦合。第一电感器608的第二侧可以被耦合到全波整流电路616的第一输入612，所述整流电路可以被配置为利用四个二极管提供整流功能。第二电感器610的第二侧可以被耦合到全波整流电路616的第二输入614。全波整流电路616的第一输出618可以被f禹合到第三电感器630的第一侧并且通过第二电容器622被耦合到参考电势，例如地电势。第二电容器622的被耦合到参考电势的侧被进一步耦合到全波整流电路616的第二输出620。全波整流电路616的第一输出618可以通过包括第三电容器624，第一二极管626，第一开关666 (例如MOSFET晶体管)，和第一电阻器668的串联布置被进一步耦合到参考电势。第二电阻器628可以被并联耦合到第三电容器624。第三电感器630的另一侧可以被稱合到在第一二极管626和第一晶体管666之间的电通路。第三电感器630可以被磁性地耦合到第四电感器634和第五电感器632，所有三个电感器都是第一变压器631的一部分。可以以与上面描述的在第一电感器608和第二电感器610之间的磁性I禹合相同的方式实现磁性I禹合。第四电感器634的一侧可以被I禹合到参考电势，其另一侧可以通过包括第三电阻器642和第二二极管644的串联布置被耦合到控制器650的第一端子VCC。第四电容器646的一侧可以被耦合到在第二二极管644和控制器650的第一端子VCC之间的电通路。第五电容器648可以与第四电容器646并联地耦合到在第二二极管644和控制器650的端子VCC之间的电通路。第四电感器634的一侧可以通过包括第四电阻器640和第五电阻器636的串联布置被进一步耦合到参考电势。在第四电阻器640和第五电阻器636之间的电通路可以通过第六电容器638被耦合到参考电势并被耦合到控制器650的第二端子ZCD。第一晶体管666的控制端子(例如栅极)可以通过第六电阻器664被耦合到控制器650的第三端子GD。在第一晶体管666的端子(例如第一晶体管666的源极)和第一电阻器668之间的电通路可以被耦合到控制器650的第四端子CS。控制器650可以进一步包括第五端子SRGD，该第五端子SRGD通过包括第七电阻器6104和第七电容器6102的串联布置被稱合到第六电感器6100的一侧。第六电感器6100的另一侧可以被耦合到参考电势。第六电感器6100可以被磁性地耦合到第七电感器698，该两个电感器形成第二变压器699。到目前为止描述的元件可以被分配到开关模式电源电路600的初级侧电路601，该初级侧电路的初级侧电路601与其次级侧电路603电流隔离。控制器650进一步包括可被耦合到参考电势的第六端子GND。下面，将描述在次级侧电路603中包括的元件。
[0031 ] 第七电感器698的一端可以被耦合到参考电势，其另一端可以通过包括第八电容器696和第八电阻器690的串联布置被耦合到第四晶体管684的端子(例如其基极)和第三晶体管668的端子(例如其基极)。第三二极管694的一个端子可以被连接到在第八电容器696和第八电阻器690之间的电通路，其另一个端子可以被耦合到参考电势。第九电阻器692可以与第三二极管694并联地耦合到在第八电阻器690和第八电容器696之间的电通路。第四晶体管684的第二端子，例如pnp BJT (双极结型晶体管)的集电极可以通过包括第九电阻器682和第四二极管680的串联布置被耦合到第五电感器632的一侧。第四晶体管684的第三端子，例如pnp BJT的发射极可以被耦合到第三晶体管686的第二端子，例如npn BJT的发射极。第三晶体管686的第三端子,例如npn BJT的集电极可以通过第九电容器688被耦合到在第九电阻器682和第四晶体管684的第二端子之间的电通路。第三晶体管686的第二端子也可以被耦合到第二开关678的端子，例如MOSFET晶体管的源极/漏极端子，其可以被耦合到参考电势。第二晶体管678的另一端子，例如其另一源极/漏极端子，可以被耦合到在第四二极管680和第五电感器632之间的电通路。第二晶体管678的控制端子，例如栅极，可以被耦合到在第四晶体管684的第三端子和第三晶体管686的第二端子之间的电通路。第五二极管681可以与第二晶体管并联地、即用其一个端子耦合到第二晶体管678的一个源极/漏极端子并且用其另一端子耦合到第二晶体管678的另一源极/漏极端子。第五电感器632的另一端被稱合到开关模式电源电路600的第一输出672。第十电容器670的一侧可被稱合到在第一输出672和第五电感器632之间的电通路,其另一端可被稱合到开关模式电源电路600的第二输出端子674和参考电势。
[0032]下面，将根据各种实施例描述在控制器650内的功能结构。
[0033]控制器650可以包括可被连接到控制器650的第一端子VCC的功率管理电路6120。控制器650的第二端子Z⑶可被连接到零交叉检测和电压测量电路6122的输入以及时间测量电路6126的第一输入。零交叉检测和电压测量电路6122的输出可以被耦合到回扫峰值电流模式控制电路6124的第一输入。回扫峰值电流模式控制电路6124的第一输出可以被耦合到控制器650的第三端子GD和时间测量电路6126的第二输入。回扫峰值电流模式控制电路6124的第二输出可以被耦合到自适应同步整流控制电路6130的第一输入。回扫峰值电流模式控制电路6124的第二输入可以被耦合到控制器650的第四端子CS。时间测量电路6126的输出可以被连接到自适应同步整流控制电路6130的第二输入。自适应同步整流控制电路6130的输出可以被耦合到同步整流驱动器电路6128的输入，其输出可以被连接到控制器650的第五端子SRGD。控制器650的第六端子GND可以被连接到参考电势，例如地电势。
[0034]下面，将解释开关模式电源电路600的功能。在从大约85V到大约270V的范围中的AC或者DC类型的输入电压可以被提供在电路600的第一输入602和第二输入604之间并且被施加到第三电感器630。通过以适当的方式驱动在初级侧电路601中提供的第一开关666，例如通过从包括PWM信号的控制器650的第三端子⑶施加驱动信号到开关的控制端子，第一开关666可以被闭合或者打开。因此，电流可以流过第三电感器630的绕组并且能量可以被存储在第一变压器631内所得到的磁场中。也就是说，当第一开关666被闭合(即被致使进入导通状态)时，可以允许电流通过第三电感器630 ;当第一开关666未被打开(即被致使进入非导通状态)时，防止电流通过第三电感器630。流过第三电感器630的电流在第一变压器631中建立磁场。当第一开关666被打开并且在次级侧电路603中提供的第二开关678因而被闭合时，第一变压器的磁场可以在第五电感器632的两端感应电压并且去磁电流可以流过在开关模式电源电路600的次级侧电路603中提供的第五电感器632并且可以对电路600的第十电容器670充电，该第十电容器充当提供输出电压的输出电容器。第二开关678的导通时间和关断时间可以被控制器650控制。同步整流驱动器信号可以在控制器650的第五端子SRGD处被输出并且可以通过第二变压器699被施加到第二开关678的控制端子，例如到第二晶体管678的栅极。
[0035]控制器650可以被配置为以两种不同的方式控制开关模式电源电路600的操作。根据各种实施例，控制器650可以被配置为以不连续电流模式并且以开关模式电源电路600的准谐振操作模式来控制同步整流过程。如在图6中所示，控制器650可以被布置在初级侧电路601上。
[0036]第一控制方法可以是预测方法并且其可以依靠伏特-秒平衡定理，该定理概括来说陈述了在稳态中的转换周期期间电感器的电压是零。这意味着充电电压与充电时间的乘积等于放电电压和放电时间(乘以在初级侧电路上的所涉及的线圈的绕组的数目和在次级侧电路上的线圈的绕组的数目之间的比率)的乘积，在充电时间期间充电电压被提供到电感器，在放电时间期间由电感器感应放电电压。在基于回扫转换器拓扑的开关模式电源电路600中，充电电压可以以输入电压Vin的形式被施加到第三电感器630。放电电压可以对应于输出电压V。#输入电压Vin和输出电压Vwt可以通过辅助(检测)电感器，例如第四电感器634来被感测或者检测。控制器650的零交叉检测电压电路6122可以被配置为检测在第四电感器634的两端感测的电压(或者相应的电流)的零交叉。辅助电感器可以被包括在变压器631中并且除了被磁性地耦合到第三电感器630之外，其也可以被磁性地耦合到变压器631的第二侧，例如第五电感器632。可以通过以适当的时间间隔对辅助检测电感器634两端的电压米样来米集关于输入电压Vin和输出电压Vrat的信息。然而，该信息也可以以连续的方式被采集。零交叉检测和电压测量电路6122可以估计电压读数并且因此得到关于电路600的输入电压Vin和输出电压Vtjut的信息。零交叉检测和电压测量电路6122可以被配置为检测在第四电感器634两端感测的电压的零交叉。控制器650可以被进一步配置为追踪在其第三端子GD处输出的信号以确定第一开关666的导通时间TQnPHm。此外，在第一变压器631的第一侧的线圈的绕组Np的数目和在第一变压器631的第二侧的线圈的绕组Nsek的数目之间的比率η (其是固定参数)对同步整流预测计算电路6130来说是已知的。应该注意到因为辅助检测电感器，即第四电感器634，被控制器6502使用来对开关模式电源电路600的输入电压和输出电压两者采样，在变压器第一侧的线圈的绕组Np的数目对应于辅助检测线圈(即第四电感器634)的绕组Naux的数目。在第一变压器631的第二侧的线圈的绕组Nsek的数目对应于第五电感器632的绕组的数目。最终，控制器650知道所有需要的参数以便根据下面的公式计算或者预测在次级侧电路603中提供的第二开关678的导通时间Tqhsk
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【权利要求】
1.一种用于为包括变压器的开关模式电源确定去磁零电流时间的方法，在该时间处变压器基本去磁，所述方法包括: 施加第一电流通过所述变压器的一侧的绕组； 中断所述第一电流的电流流动； 测量所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间； 使用测量的时间确定去磁零电流时间。
2.权利要求1的方法，进一步包括: 多次重复该方法，其中使用所述变压器的另一侧的绕组两端的相应电压基本变为零的时间，分别确定去磁零电流时间。
3.权利要求1的方法，进一步包括: 对于预定的时间段允许第二电流流过所述变压器的另一侧的绕组。
4.权利要求3的方法，进一步包括: 确定所测量的时间是否满足预定义的标准；并且 在所测量的时间不满足预先定义的标准的情况下，对于所述预定的时间段允许所述第二电流流过所述变压器的另一侧的绕组。
5.权利要求3的方法，` 其中中断所述第一电流的电流流动包括接通在所述变压器和所述开关模式电源的输出之间耦合的开关。
6.权利要求5的方法， 其中所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间包括分流时间段，在所述分流时间段期间，耦合在所述变压器和所述开关模式电源的输出之间的所述开关被二极管分流。
7.权利要求3的方法，进一步包括: 使用先前转换周期的在其期间施加所述第一电流通过所述变压器的一侧的绕组的预定时间段与先前转换周期的预定时间段之间的比率，确定在其期间施加所述第一电流通过所述变压器的一侧的绕组的时间段和另外的转换周期的预定时间段。
8.权利要求3的方法， 其中进一步考虑到预定的安全时间裕度来确定预定时间段。
9.权利要求8的方法， 其中根据下面中的至少一个来确定所述安全时间裕度: 开关模式电源的输出电压； 所述开关模式电源的所述输出电压的变化； 先前安全时间裕度； 多个先前安全时间裕度的平均值； 所述开关模式电源的一个或者多个系统状态参数。
10.权利要求8的方法， 其中由从所述去磁零电流时间减去所述安全时间裕度来确定所述预定时间段。
11.权利要求3的方法，进一步包括: 确定在所述变压器的所述另一侧的负载变化；并且根据所确定的负载变化确定去磁零电流时间。
12.权利要求11的方法， 其中负载增加引起预定时间段增加。
13.权利要求11的方法， 其中负载减小引起预定时间段减小。
14.权利要求1的方法， 其中所述开关模式电源进一步包括电流隔离传送器； 其中所述电流隔离传送器将开关信号从所述电路传送到所述电流隔离传送器的所述另一侧。
15.一种用于控制包括变压器和互相电流分离的第一侧和第二侧的开关模式电源的方法，所述方法包括: 为所述开关模式电源确定去磁零电流时间，所述确定包括: 施加第一电流通过所述变压器的一侧的绕组； 中断所述第一电流的电流流动； 测量所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间； 使用测量的时间确定去磁零电流时间；并且 根据所述确定的去磁零电流时间控制所述开关模式电源。
16.权利要求15的方法， 其中控制所述开关模式电源包括根据确定的去磁零电流时间断开在所述第二侧的开关。
17.一种用于为包括变压器和互相电流分离的第一侧和第二侧的开关模式电源确定去磁零电流时间的电路布置，在该时间处变压器基本去磁，所述电路布置包括: 电流供应，其被配置为施加第一电流通过所述变压器的一侧的绕组； 控制电路，其被配置为中断所述第一电流的电流流动； 测量电路，其被配置为测量所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间； 确定电路，其被配置为使用测量的时间确定所述去磁零电流时间。
18.权利要求17的电路布置，进一步包括: 在所述变压器和所述开关模式电源的输出之间耦合的开关。
19.权利要求18的电路布置，进一步包括: 另外的确定电路，其被配置为使用先前转换周期的在其期间施加所述第一电流通过所述变压器的一侧的绕组的预定时间段与先前转换周期的预定时间段之间的比率，确定在其期间施加所述第一电流通过所述变压器的一侧的绕组的时间段和另外的转换周期的预定时间段。
20.权利要求17的电路布置， 其中所述控制电路被进一步配置为确定在所述变压器的所述第二侧的负载变化并且根据所确定的负载变化确定所述去磁零电流时间。
21.一种用于控制包括变压器和互相电流分离的第一侧和第二侧的开关模式电源的电路布置，所述电路布置包括:确定电路，其被配置为为开关模式电源确定去磁零电流时间，在该时间处所述变压器被基本去磁，所述确定电路包括: 电流供应，其被配置为施加第一电流通过所述变压器的一侧的绕组； 控制电路，其被配置为中断所述第一电流的电流流动； 测量电路，其被配置为测量所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间； 确定器电路，其被配置为使用所测量的时间确定所述去磁零电流时间；和 控制器，其被配置为根据所确定的去磁零电流时间控制开关模式电源。
22.权利要求21的电路布置， 其中所述控制器被进一步配置为根据所确定的去磁零电流时间断开在所述第二侧的开关。
23.—种电路布置,包括: 开关模式电源，其包括: 变压器和互相电流分离的第一侧和第二侧； 确定电路，其被配置为 为所述开关模式电源确定去磁零电流时间，在该时间处所述变压器基本去磁，所述确定电路包括: 电流供应，其被配置为施加第一电流通过所述变压器的一侧的绕组； 控制电路，其被配置为中断所述第一电流的电流流动； 测量电路，其被配置为测量所述变压器的另一侧的绕组两端的电压基本变为零的时间； 确定器电路，其被配置为使用所测量的时间确定所述去磁零电流时间；和 控制器，其被配置为根据所确定的去磁零电流时间控制所述开关模式电源。
24.权利要求23的电路布置，其中所述开关模式电源进一步包括: 在所述放大器和所述开关模式电源的输出之间耦合的开关。
25.权利要求23的电路布置， 其中所述开关模式电源进一步包括电流隔离传送器； 其中所述电流隔离传送器将开关信号从所述电路传送到所述电流隔离传送器的另一侧。
【文档编号】H02M1/08GK103780063SQ201310505804
【公开日】2014年5月7日 申请日期:2013年10月24日 优先权日:2012年10月24日
【发明者】M.法伦坎普, O.哈泽 申请人:英飞凌科技股份有限公司