一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法
【专利摘要】本发明涉及到一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法，该补偿的某次谐波电流转换到相同次数旋转速度和方向的同步旋转坐标系上，充分利用SFR上的谐波指令电流信息，并通过简单的算法变换消除该SFR中由其他非同步电流分量带来的交流扰动量，从而提取出SFR中该次补偿电流所对应的直流量，以实现PI无静差解耦控制；从而可以有效提高控制系统的稳定裕度、动态响应速度，消除系统的稳态误差。
【专利说明】—种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法。
【背景技术】
[0002]有源电力滤波器(Active Power Filter, APF)由于具有动态响应速度快、不易与电网阻抗谐振及不受电网频率波动影响等优点，而被广泛应用于配电网谐波抑制与无功补偿等电能质量治理领域]。
[0003]目前，APF在工程应用中，为了增强谐波补偿的灵活性以及提高谐波补偿的效果，通常采用谐波电流分次补偿方法，即仅对负载电流中的若干指定次谐波进行补偿。谐波电流分次补偿控制包括检测与控制两个环节，通常存在两种实现方案:
[0004]第一、分次检测，综合控制。
[0005]此类方案采用谐波电流分次检测方法，比较常见的有基于时域瞬时无功功率理论的各种检测方法和基于频域FFT的各种检测方法，而在电流控制环节，将各次检测谐波叠加成综合指令电流，只采用一个PI控制器，在三相静止坐标系中实现装置输出补偿电流对指令电流的跟踪控制。该方案电流控制实现简单，主要缺点是无法在三相静止坐标系中实现对时变指令电流信号的PI无静差跟踪控制。为此，基于内模原理的重复控制技术被提出，该方法能够有效解决补偿精度问题，但由于存在一个基波周期的控制延时，会对系统的动态稳定性产生影响。
[0006]第二、分次检测，分次控制。
[0007]此类方案可以实现对谐波电流的分次检测和单独控制。基于广义积分的比例谐振控制策略是一种典型的分次控制方法，该方法理论上可以实现对正弦信号的无静差控制，但该方法对参数设计要求较高，不同频率谐波间容易存在相互干扰，影响系统的稳定性。
[0008]另一种常见分次控制方法为基于多同步旋转坐标系(Synchronous ReferenceFrame, SFR)中的指定次谐波电流控制方法。该方法将PI电流跟踪控制从三相静止坐标系转换到SFR中，此时与SFR同步的电流分量将在SFR中形成直流量，从而可以对此直流量实现PI无静差控制。该方法的主要问题是当同时补偿2种以上谐波电流时，由于此时SFR中不仅包含直流量，还包含与SFR不同步的电流分量形成的交流量，此时，依然无法真正实现PI无静差控制目标。为此，如何获取SFR中的直流量成为决定该方法性能优劣的关键问题！文献提出一种多同步旋转坐标系下指定次谐波电流控制方法，可以实现对指定次谐波的无静差控制，但该方法必须在各次SFR的电流闭环控制通道上引入低通滤波器，对误差电流进行滤波以获得直流信号，而低通滤波器在控制系统中通常等效为一阶及以上惯性环节，造成信号相位滞后，从而降低了闭环控制系统的稳定裕度。
【发明内容】
[0009]为了解决上述问题，本发明提供一种各SFR中同步补偿电流所对应直流分量的获取无需通过低通滤波环节，从而可以有效提高系统的稳定性和控制精度的一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法。
[0010]本发明一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法，将需要补偿的某次谐波电流转换到相同次数旋转速度和方向的同步旋转坐标系上，充分利用SFR上的谐波指令电流信息，并通过简单的算法变换消除该SFR中由其他非同步电流分量带来的交流扰动量，从而提取出SFR中该次补偿电流所对应的直流量，以实现PI无静差解耦控制；
[0011](I)、首先，三相并联型APF采用三相桥式结构控制方法，三相并联型APF采用三相桥式结构L、R分别为网侧连接电抗和等效电阻，C为直流滤波电容；iCa、icb> iCc为APF补偿电流，Udc为直流侧电压；关于APF的数学模型η次同步旋转坐标系中数学模型:
【权利要求】
1.一种同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法，将需要补偿的某次谐波电流转换到相同次数旋转速度和方向的同步旋转坐标系上，充分利用SFR上的谐波指令电流信息，并通过简单的算法变换消除该SFR中由其他非同步电流分量带来的交流扰动量，从而提取出SFR中该次补偿电流所对应的直流量，以实现PI无静差解耦控制； (1)、首先，三相并联型APF采用三相桥式结构控制方法，三相并联型APF采用三相桥式结构L、R分别为网侧连接电抗和等效电阻，C为直流滤波电容；ica、icb、i&为APF补偿电流，Udc为直流侧电压；关于APF的数学模型η次同步旋转坐标系中数学模型:
式I中:
[icdn icqn] ^abc-dqn 1-^Ca ^Cb -^Cc-1
[Sdn Sqn]T = Cabc_dJSa Sb SJt 其中，Cab。-dqn为三相静止坐标系到η次SFR的变换矩阵，Sa, Sb, Sc为三相静止坐标系中逻辑开关函数； (2)同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法: A、SFR中电流闭环控制方法:控制系统主要由电流跟踪控制、直流电压控制以及SVPWM脉冲调制三个部分组成；其中，电流控制由η次SFR上独立的控制环节组成，直流电压控制与基波正序电流控制环节组成复合控制回路，而基波正序电流控制回路中的q轴电流分量的控制以及基波负序电流控制环节的设置取决于控制目标中的无功、负序补偿要求；每个电流控制环节由谐波指令电流检测、反馈电流转换和直流量提取、PI电流跟踪控制等几个部分组成； B、谐波电流分次检测算法，将三相三线制任意负载电流运用对称分量法表示为:
式2中:k = a、b、c, η为谐波次数，?、Q分别表示η次谐波电流正、负序分量。
2.根据权利要求1所述的同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法，其特征在于:所述谐波电流分次检测算法中，将4、t展开式3、式4如下:
其中，式中:<分别表示第n次谐波电流正、负序分量的幅值和初相角； 定义abc坐标系到m次(m≥I)正序SFR的变换公式5为:
abc坐标系到m次负序SFR的变换公式6为:
运用(W,/-将⑶和⑷式表示的三相谐波电流变换到m次正序SFR中:
式7、式8中:C、 c?和4,,、 分别表示第η次正、负序电流在m次正序SFR中d、q轴上各分量。 可见，在m次正序SFR中，只有m次正序谐波电流为直流量，其他都为交流量。 定义m次正序SFR中直流量为/?2,、Cn，如式9所示:
定义m次正序SFR中第η次正、负序谐波电流形成的交流量为:和C,, 一、ζ-- ~ ,如式 ?ο、式 Ii 所示:
将式10、式11作变换整理后得式12和式13如下:
同理，运用CL...将式3和式4式表示的三相电流变换到m次负序SFR中，如式14和式15所示:
式中:i!,L、C,和fL,、V?分别表示第n次正、负序电流在m次负序SFR中d、q轴上各分量; 参照式9~13，获得m次负序SFR上的直流量和第η次正、负序电流形成的交流量，依次定义为:/I?、Iv- * CL.—'、%* —和 i? ^、ξ-, — * 如式 16 ~18 所示:
至此，分别解得m次正序、负序SFR上第η次谐波电流的直流量和交流量，其中，式9和式16的直流量可通过低通滤波器(LPF)获得，即为SFR上补偿指令电流； 将式12~式13、式17~式18中的正余弦函数矩阵定义为:
3.根据权利要求1所述的同步旋转坐标系中谐波电流分次控制方法，其特征在于:对SFR上补偿电流直流分量进行获取，其获取方法为: 首先，运用将三相反馈补偿电流iCa、icb,icc变换到m次正序SFR中，变换过程参照式3~式8，定义该SFR上的补偿电流为:iL.、C? *在该补偿电流中，存在与该SFR同步的电流量呈现的直流量和其他非同步电流量呈现的交流量，参照式9~式11依次定义为:iCdmm ^ 和 4:Lm、'?:φη?、1Lam、1CfBBl ,且存在关系，如式 19 所不:
作变换后得式20:
由式20可知，得到、C、O *即可实时获取直流量d_、 采用负载电流在m次正序SFR上的交流量Cm '、C, ~、Cm '、Cm ~来分别代替 、iSnm > ，根据式12~13并结合矩阵Tkl、Tk2的定义有下式21和式22:
再根据式9和式16可得式23和式24如下所示:
而G、ζ,:,和€,、正是η次正序和负序负载电流在SFR中的直流量，也即补偿指令电流，I≤η≤N; 结合式20、式23~式24，可以求解得到、Icqmm *如式25所示:
定义m次正序SFR上的交流量,如式26所示:
同理，m(l≤m≤N)次负序SFR上直流量的提取算法公式为式27:
定义m次负序SFR上的交流量,如式28所示:
各次反馈补偿谐波电流正、负序分量在相应同步SFR上的直流量都可以通过式25和式27求解得到。
【文档编号】H02J3/01GK104184148SQ201410398800
【公开日】2014年12月3日 申请日期:2014年8月14日 优先权日:2014年8月14日
【发明者】许杏桃, 许胜 , 陈群, 王益明, 李然, 孙开鹏, 许杏明, 沈正彬, 沈鹏, 黄文静 申请人:国家电网公司, 江苏省电力公司, 江苏省电力公司电力科学研究院, 江苏安方电力科技有限公司