一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法
【专利摘要】本发明涉及一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法，属于三相电压源型逆变器【技术领域】。包括直流电源、三相三电平逆变桥、三相LC滤波器及三相负载，为了对输出电压的波形进行控制，建立了三电平逆变器的数学模型，提出了输出电压瞬时值控制系统，同时使用了旋转坐标系下基波扰动瞬时值控制内模与谐波扰动重复控制内模结合的方案，采用2层结构控制器并联的方式，实现扰动内模，来获得高质量的输出电压波形，并针对三电平逆变器存在的电压跳变，中点电位平衡问题，采用了一种固定合成矢量的控制方法。本发明不仅实现理想的综合输出电压性能、输出波形质量好，同时对电压跳变，中点电位平衡问题进行了改善。
【专利说明】一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法，属于三相电压源型逆变器【技术领域】。
【背景技术】
[0002]近年来，随着工业领域对大容量功率变换装置的要求日益增加，多电平逆变器受到越来越多的关注，并开始得到广泛的研究和应用，多电平逆变器自20世纪80年代发展至今，已经在拓扑结构上出现了多个分支。多电平逆变器的基本拓扑结构可以分为三类:二极管箝位型多电平逆变器；飞跃电容型多电平逆变器和级联多电平逆变器。三电平拓扑已在中高压交流电机传动、电网无功补偿和吸收等多个领域得到了广泛的应用。与两电平结构相比，多电平具有如下优点:1)每个功率管承受的电压应力大幅降低；2)在相同的开关频率下，输出谐波含量大幅降低；3)功率管开关损耗降低。与其他两种多电平拓扑结构相t匕，二极管箝位型多电平逆变器由于结构简单，控制容易实现，已经逐渐成为多电平逆变器的主流，三电平逆变器在运行时，必须保证电容电压平衡，制约其应用的最不利因素就是电容电压偏移。输出电压波形的质量是考核逆变电源性能的重要指标，也是近十几年来逆变电源研究的热点，一般标准的指标为:输出电压的单次谐波畸变率不超过3%，总谐波畸变率不超过5%。从上世纪80年代末90年代初到现在，基于减小逆变电源输出电压谐波畸变而提出的波形反馈控制技术已获得了很大的发展，提出了各种各样的控制方案。
[0003]在中高压交流电机传动、电网无功补偿和吸收等多个领域中，电压的瞬间变化率du/dt对系统有着非常重要的影响，在功率器件导通的瞬间，将会使脉冲电压产生很高的瞬间电压变化率du/dt。假设这种很高的电压变化率du/dt作用于电容性负载上，势必会产生一个大小为du/dt的电流，称之为冲击电流，这种电流不仅使电力电子器件瞬间承受很大的电流和功耗，甚至会导致电容性负载的损坏。
[0004]与两电平逆变器不同，在二极管钳位型三电平逆变器中固有的缺点当属中点电压不平衡的问题，其直流母线上的电容具有滤波和支撑的作用。假设中点电位发生大幅度的变动，将会是使电力电子器件承受过大的电压，以至于超出其承受范围，对电力电子器件造成损坏。因此，保持三电平逆变器中点电位的稳定是保证系统安全可靠运行的重要标志之一。所以在三电平逆变器系统中必须对中点电位进行控制，保持其稳定性是非常重要的。
【发明内容】
[0005]发明目的:为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法，其不仅实现理想的综合输出电压性能、输出波形质量好，同时对电压跳变，中点电位平衡问题进行了改善。
[0006]为实现上述目的，本发明采用的技术方案为:一种基于中点钳位式三电平逆变器，包括直流电源、三相三电平逆变桥、三相LC滤波器及三相负载，所述三相三电平逆变桥包括三个并联在一起的单相电路和第一、第二电容；所述第一电容、直流电源、第二电容依次串联在一起；每个单相电路包括第一、第二、第三、第四功率器件，第一、第二、第三、第四续流二极管以及第一、第二钳位二极管；所述第一、第二、第三、第四续流二极管分别依次并联在第一、第二、第三、第四功率器件上，所述在第一、第二、第三、第四功率器件以及第二、第一电容依次串联，所述第一钳位二极管一端与第一、第二四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上；所述第二钳位二极管一端与第三、第四四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上，且所述第一、第二钳位二极管位于中间直流回路的中性点上；还包括第一、第二、第三滤波电感以及第一、第二、第三滤波电容，所述第一、第二滤波电容相互串联后与第三滤波电容并联在三相负载的两端，所述三个单相电路分别为第一、第二、第三单相电路，所述第一滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第一滤波电容上；所述第二滤波电感一端连接在第二单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在三相负载上；第三滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第二滤波电容上；所述三电平是指逆变器交流侧每相输出端从中间直流回路得到三种状态的输出电压，分别为正端电压P、负端电压N和零电位O ;所述逆变器的输出电压都有三种状态:+Udc/2、-Udc/2、O0
[0007]—种钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，首先将三相对称正弦量通过基于同步旋转坐标系的瞬时值控制方法得到两个直流量Udf和Uqf，其次采用两层结构控制器，实现扰动内模，最后将逆变器输出的空间电压矢量通过固定合成矢量方法进行矢量复合，且复合后的复合矢量均匀的分布在α β坐标平面上。
[0008]所述采用两层结构控制器，实现扰动内模的方法:采用PI调节器和重复控制器并联工作，所述传统PI调节器对恒定直流指令的跟踪的调节可以达到无静差，PI调节器可实现直流输入电压、线性负载扰动的基波扰动内模；重复控制器是基于周期的控制器，用于周期性重复量的无差调节，用来抑制谐波和不对称分量，实现死区、非线性负载、不对称负载等谐波扰动和不对称负载扰动内模。
[0009]所述PI调节器连续域模型为:
[0010]G(s) = Kp+Kj/ s
[0011]式中G(S)为控制器的输出与误差的传函；Kp为比例系数；Ki为积分系数，8为s域；
[0012]所述重复控制器的形式如下:
[0013]G(s) = C(S) 7 (l-Q(s) e…)
[0014](12)
[0015]式子中，G(S)为控制器的输出与误差的传函；τ为干扰信号周期，C(S)为PI控制器的传递函数，Q(s)为二级低通滤波器的传递函数。
[0016]所述在重复控制器通道还要完成的工作就是补偿输出滤波和可能的C(S)引起的各次频率的不同相移。
[0017]所述逆变器输出的空间电压矢量通过固定合成矢量方法进行矢量复合，包括中矢量合成矢量和大矢量合成矢量。
[0018]所述中矢量合成矢量的方法:利用id = ia+ib+ic = O这一原则,选择的2个与中矢量对应的电流不同的小矢量，并使他们的作用时间相同，从而使得中点电流为零，中点电位不发生偏移。
[0019]所述大矢量合成矢量的方法:选择和大矢量同一个方向的两个小矢量，由于它们电流大小相等，方向相反，从而在中点电流为零，中点电位不发生偏移的情况下，减小了电压跳变。
[0020]本发明提供的一种钳位式三相电压源型逆变器极其控制方法，相比现有技术，具有以下有益效果:
[0021]1.由于采用了同步旋转坐标系下采用基波扰动PI控制器内模与谐波和不对称扰动重复控制器内模结合的控制方案，因此可以实现理想的综合输出电压性能。
[0022]2.使用基于同步旋转坐标系的瞬时值控制系统来抑制输出电压基波扰动对输出波形质量的影响，因此其输出波形质量好。
[0023]3.由于采用了固定合成矢量的方法，因此能够对于三电平逆变器存在的缺陷，按照优先级的顺位为电压跳变，中点电位平衡问题进行了改善。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1三电平逆变器原理图
[0025]图2单相二极管钳位型三电平逆变器拓扑结构
[0026]图3电流流入负载时三电平逆变器由P — O的转换
[0027]图4电流流出负载时三电平逆变器由P — O的转换
[0028]图5三相输出端电压波形
[0029]图6输出相电压与线电压波形
[0030]图7三相逆变器产生的电压矢量
[0031]图8三电平逆变器瞬时值控制系统框图
[0032]图9合成矢量(a)合成中矢量(b)合成大矢量
[0033]图10固定合成矢量图
【具体实施方式】
[0034]下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
[0035]一种基于中点钳位式三电平逆变器，如图1所示，包括直流电源、三相三电平逆变桥、三相LC滤波器及三相负载，所述三相三电平逆变桥包括三个并联在一起的单相电路和第一、第二电容；第一、第二电容分别为C1, C2所述第一电容C1、直流电源、第二电容C2依次串联在一起；图中滤波电感为L，滤波电容为C，R0代表电感损耗、线路阻抗及开关管开通与关断损耗等的总效应。所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出端从中间直流回路得到三种状态的输出电压，分别为正端电压P、负端电压N和零电位O。每个单相电路，如图2所示，包括第一、第二、第三、第四功率器件，所述第一、第二、第三、第四功率器件分别为VI\、VT2,VT3、VT4，第一、第二、第三、第四续流二极管以及第一、第二钳位二极管；所述第一、第二、第三、第四续流二极管分别为VD1, VD2、VD3、VD4 ;所述第一、第二、第三、第四续流二极管分别依次并联在第一、第二、第三、第四功率器件上，所述在第一、第二、第三、第四功率器件以及第二、第一电容依次串联，所述第一钳位二极管一端与第一、第二四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上；所述第二钳位二极管一端与第三、第四四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上，且所述第一、第二钳位二极管位于中间直流回路的中性点上；还包括第一、第二、第三滤波电感以及第一、第二、第三滤波电容，所述第一、第二滤波电容相互串联后与第三滤波电容并联在三相负载的两端，所述三个单相电路分别为第一、第二、第三单相电路，所述第一滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第一滤波电容上；所述第二滤波电感一端连接在第二单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在三相负载上；第三滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第二滤波电容上；所述三电平是指逆变器交流侧每相输出端从中间直流回路得到三种状态的输出电压，分别为正端电压P、负端电压N和零电位O ;在中间直流回路的中性点上安置一对IGBT为VT2和VT3，不管负载电流的流动方向如何，逆变器的输出电压都有三种状态:+Udc/2、-Udc/2、0。
[0036]由图2可以看出，在三电平逆变器中，每一相都需要4个主电力电子器件、4个续流二极管和两个钳位二极管。该逆变器的稳态工作情况可分为三种工作模式，如下。
[0037](I)工作模式1-----功率器件VT1、VT2导通，VT3> VT4关断。
[0038]若电流从P点流过VI\、VT2到达输出端A，即电流从输出端流向负载。如果忽略电力电子器件上的导通压降，则输出端A点电位等于P点电位。若电流从输出端A流过续流二极管VD2JD1到达P点，即电流从负载流向输出端，则输出端A点电位仍与P点电位相等。因此当工作在该模式之下时，输出端电压仍等于P点电位。此时以直流电压中心点O为零电位，则输出电压为Udc/2，该工作模式我们用状态代号“P”来表示，又称为“2”态。
[0039](2)工作模式 2-----VT2、VT3 导通，VT1、VT4 关断。
[0040]若电流从中性点O经过钳位二极管VD5、主功率器件VT2到达输出端A，即电流从输出端流向负载，输出端电位A等于O点电位。若电流从输出端经过主功率器件VT3、钳位二极管流入VD6中性点，即电流从负载流向输出端，则输出端电位仍等于O点电。在这种情况下VD5、VD6与VT2、VT3 —起将输出端电位钳制于中性点O电位。此时以直流电压中心点O为O电位，则输出电压为0，该工作模式我们用状态代号“O”来表示，又称为“ I”态。
[0041](3)工作模式 3-----VT3> VT4 导通，VI\、VT2 关断。
[0042]与工作状态I类似，同理分析，不难得到输出端A点电位与N点电位相同的结果，此时可得输出端电压为_UDe/2，该工作模式我们用状态代号“O”来表示，又称为“ I”态。
[0043]三电平NPC型逆变器的稳态工作具有P、O、N三种模式，从一种工作模式转换到另一种工作模式需要换相，那么能否从一种工作模式换到任一的另一种工作模式？显然，从三电平逆变器的性质上看，是不允许P和N两种工作模式直接进行转换的，只允许P —O —N或N — O — P的切换，这点必须在控制过程中给予保证。
[0044]下面以一相桥臂电路为例，介绍NPC型逆变器从P状态换相至O状态的过程。
[0045](I)若电流从逆变器流向负载
[0046]假设VI\、VT2为导通状态，则电流流通路径为P端一VT1 — VT2 — A端，逆变器处于P状态，如图3 (a)所示，为了使逆变器从P状态向O状态转变，首先给VT1关断信号。当VT1可靠关断后，则电流流通路径变为O端一VD5 — VT2 — A端，逆变器处于O状态，这样由VT1到VD5的换相过程结束后，电流流通路径变为如图3(b)所示。此时负载端A点为零点电位，逆变器进入O状态工作模式。
[0047](2)若电流从负载端流向逆变器
[0048]假设图4 (a)为逆变器导通的初始状态，电流流通路径是A端一VD2 — VD1 — P端，此刻逆变器的工作状态为P。为了使逆变器从P状态转换到O状态，应该给ντ2、ντ3施加导通信号，给VTpVT4施加关断信号，其中对VT1的关断对整个电路不会造成影响，但因为O点比P点的电压低，从而使负载来的电流大部分经过从A端一VT3 — VD6 — O端的电流流通路径，而使得之前流经VD2^VD1的电流一直在减少，直至为零，如图4(b)所示。这就完成了从P状态切换到O状态的换相过程。
[0049]同理得其他工作模式之间的切换过程。
[0050]一种钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，首先将三相对称正弦量通过基于同步旋转坐标系的瞬时值控制方法得到两个直流量Udf和Uqf，其次采用两层结构控制器，实现扰动内模，最后将逆变器输出的空间电压矢量通过固定合成矢量方法进行矢量复合，且复合后的复合矢量均匀的分布在α β坐标平面上。
[0051]在工程实际中，人们关心的是负载上的电压波形。设逆变器三个桥臂的输出端节三相对称负载，并以Y联接，中性点η。输出相电压为uAn(t),线电压为。
[0052]由于负载中性点η与直流电源中性点O并不一定是等电位，设其电位差为11。?，此时负载相电压uAn可用下式来表示:
2I I“、
[0053]Um = -Uao — ^Um ^CO( I )
33 3
[0054]uA0, Uao和uA()分别为A、B、C相相对于中性点O的电压，在单脉冲控制方式下，当触发延迟角α =30°时，三相端输出端对中性点O间的电压波形如图5所示。每一相功率器件都经历了 P、O、N三个状态。以A相为例，在.= (0~§)区间工作于O态，Uao = O ;在
O
~π)区间工作状态为P状态，Uaq = +Udc/2 ;在(JI~7 JI /6)区间工作于O态，uAQ = O ;在
(7 Ji/6~2 JI)区间工作于N状态，Uaci =-Udc/2。根据图5的波形，可以列出在一个周期内每η /6区间逆变器三相桥臂所处的工作状态见表1。
[0055]表1
【权利要求】
1.一种基于中点钳位式三电平逆变器，其特征在于:包括直流电源、三相三电平逆变桥、三相LC滤波器及三相负载，所述三相三电平逆变桥包括三个并联在一起的单相电路和第一、第二电容；所述第一电容、直流电源、第二电容依次串联在一起；每个单相电路包括第一、第二、第三、第四功率器件，第一、第二、第三、第四续流二极管以及第一、第二钳位二极管；所述第一、第二、第三、第四续流二极管分别依次并联在第一、第二、第三、第四功率器件上，所述在第一、第二、第三、第四功率器件以及第二、第一电容依次串联，所述第一钳位二极管一端与第一、第二四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上；所述第二钳位二极管一端与第三、第四四功率器件之间的连接导线连接，另一端连接第一、第二电容之间的连接导线的零电位O点上，且所述第一、第二钳位二极管位于中间直流回路的中性点上；还包括第一、第二、第三滤波电感以及第一、第二、第三滤波电容，所述第一、第二滤波电容相互串联后与第三滤波电容并联在三相负载的两端，所述三个单相电路分别为第一、第二、第三单相电路，所述第一滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第一滤波电容上；所述第二滤波电感一端连接在第二单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在三相负载上；第三滤波电感一端连接在第一单相电路上的第二、第三功率器件之间的连接导线上，另一端连接在第二滤波电容上；所述三电平是指逆变器交流侧每相输出端从中间直流回路得到三种状态的输出电压，分别为正端电压P、负端电压N和零电位O ;所述逆变器的输出电压都有三种状态:+Udc/2、-Udc/2、0。
2.一种基于权利要求1所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:首先将三相对称正弦量通过基于同步旋转坐标系的瞬时值控制方法得到两个直流量Udf和Uqf，其次采用两层结构控制器，实现扰动内模，最后将逆变器输出的空间电压矢量通过固定合成矢量方法进行矢量复合，且复合后的复合矢量均匀的分布在α β坐标平面上。
3.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述采用两层结构控制器，实现扰动内模的方法:采用PI调节器和重复控制器并联工作，所述传统PI调节器对恒定直流指令的跟踪的调节可以达到无静差，PI调节器可实现直流输入电压、线性负载扰动的基波扰动内模；重复控制器是基于周期的控制器，用于周期性重复量的无差调节，用来抑制谐波和不对称分量，实现死区、非线性负载、不对称负载等谐波扰动和不对称负载扰动内模。
4.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述PI调节器连续域模型为:
G(s) = Kp+Ki/s 式中G(S)为控制器的输出与误差的传函；KP为比例系数屯为积分系数，s为s域；所述重复控制器的形式如下:
G(S) =C(S)e-T7(l-Q(S)e-TS)
(12) 式子中，G(S)为控制器的输出与误差的传函；τ为干扰信号周期，C(S)为PI控制器的传递函数，Q(S)为二级低通滤波器的传递函数。
5.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述在重复控制器通道还要完成的工作就是补偿输出滤波和可能的C(S)引起的各次频率的不同相移。
6.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述逆变器输出的空间电压矢量通过固定合成矢量方法进行矢量复合，包括中矢量合成矢量和大矢量合成矢量。
7.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述中矢量合成矢量的方法:利用1 = ia+ib+i。= O这一原则,选择的2个与中矢量对应的电流不同的小矢量，并使他们的作用时间相同，从而使得中点电流为零，中点电位不发生偏移。
8.根据权利要求2所述的钳位式三相电压源型逆变器的控制方法，其特征在于:所述大矢量合成矢量的方法:选择和大矢量同一个方向的两个小矢量，由于它们电流大小相等，方向相反，从而在中点电流为零，中点电位不发生偏移的情况下，减小了电压跳变。
【文档编号】H02M7/487GK104201922SQ201410467129
【公开日】2014年12月10日 申请日期:2014年9月12日 优先权日:2014年9月12日
【发明者】余海涛, 孟高军, 胡敏强, 黄磊 申请人:东南大学