基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器pi谐振控制方法
【专利摘要】一种基于电流连续模式(CCM)和电流断续模式(DCM)切换的光伏并网逆变器PI谐振的控制方法，当光伏逆变器输出并网电压Vo的绝对值高于或等于边界电压Vbo时，采用CCM模式的控制方式。反之，采用DCM模式的控制方式。在不同工作模式下，通过PI谐振控制器对交流小信号占空比进行调节，获得总的占空比。根据总占空比发出相应的PWM波控制前级mos管动作，使得光伏微逆变器实现并网输出。本发明提出的控制方法可有效消除并网电流过零点的谐波，提高逆变器的并网效率和并网质量。
【专利说明】基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器 PI谐振控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于新能源电控领域，尤其是一种光伏并网逆变器PI谐振控制方法。
【背景技术】
[0002] 并网电流控制技术主要有传统的控制技术和基于现代控制理论的控制技术。其中 传统的并网电流控制技术主要有PI控制、滞环控制、重复控制、预测电流控制、单周控制方 法等。而基于现代控制理论的并网电流控制技术主要有模糊控制、滑模变结构控制、自适应 控制等。对于现有的微型逆变器产品，由于要考虑到成本因素，基本都是采用具有算法简 单、实现成本低、稳定性好的PI控制器，但是PI控制存在着两问题；难W实现参考正弦波的 无静差跟踪和较差的抗干扰能力。因此提出了比例谐振（PR)控制，它能在固定频率处产生 足够大的增益，实现无静差跟踪。但是由于模拟系统元器件参数精度和数字系统精度的限 审IJ，比例谐振（PR)控制器不易实现，而且当电网频率产生偏移时，就无法有效抑制电网产 生的谐波。因此，在比例谐振控制的基础上，提出了一种易于实现的准比例谐振（PR)控制 器，既可W保持比例谐振（PR)控制器的高增益，同时还可W有效减小电网频率偏移对逆变 器输出电流的影响，但是准比例谐振谐振控制器不能抑制前级输入电流的直流分量，则本 专利提出了 PI谐振控制方法。
[0003] 光伏逆变器有=种工作模式，电流断续模式值CM)，电流临界连续模式炬CM)，电 流连续模式（CCM)。目前针对光伏逆变器的模式研究时，通常是让逆变器工作在一种模式 下。由于在单一模式下时，当输入功率比较低时，并网效率比较低，过零处的谐波会比较大。
【发明内容】
[0004] 为了克服已有光伏逆变器单一模式方式当输入功率比较低时，并网效率比较低、 过零处的谐波会比较大的不足，本发明提供一种有效地提高逆变器的并网效率、降低并网 电流的谐波的基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方 法。
[0005] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
[0006] 一种基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方 法，所述控制方法包括W下步骤：
[0007] (1)检测光伏输入电压VpY，与基准电压30V进行比较，判断光伏输入电压是否高于 30V，若高于30V，则执行步骤（2)，否则待机检测，直到光伏输入电压高于30V ;
[000引 似检测逆变器输出电压V。，并且比较V。与边界电压V b。的大小，其中边界电压V b。 为CCM模式与DCM模式切换时的临界电压；当逆变器输出电压|￥。|高于或者等于边界电压 Vb。时，逆变器工作在CCM模式下，当IV。I低于边界电压Vb。时，逆变器工作在DCM模式下；
[0009] (3)计算在DCM和CCM模式下的对应的稳态占空比D ;
[0010] (4)通过滤波电路对反激式变压器原边电流进行滤波处理，检测经过滤波之后的 原边电流i，并与基准电流ipti做差分比较得到A i = i-i pti;
[0011] (5)采用PI谐振控制器对A i进行运算，计算得到交流小信号占空比d ;
[001引 做将交流小信号占空比d与稳态占空比D相叠加，获得驱动电路所需的占空比 ，控制器根据占空比&发出相应的PWM波控制前级mos管Sm动作，从而改变反激式变压器 的原边输入电流i的值；
[001引 （7)判断A i是否小于e，若A i《e，则执行步骤巧）；若A i> e，则返回执行 步骤（4)，e为电流偏差的精度；
[0014] (8)控制光伏逆变器并网输出，之后返回步骤（1)。
[0015] 进一步，所述步骤（2)中，Vb。是通过
【权利要求】
1. 一种基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法， 其特征在于：所述控制方法包括以下步骤： (1)检测光伏输入电压Vpv，与基准电压30V进行比较，判断光伏输入电压是否高于30V， 若高于30V，则执行步骤（2)，否则待机检测，直到光伏输入电压高于30V; ⑵检测逆变器输出电压V。，并且比较V。与边界电压Vb。的大小，其中边界电压Vb。为CCM模式与DCM模式切换时的临界电压；当逆变器输出电压卜。|高于或者等于边界电压Vb。 时，逆变器工作在CCM模式下，当|V。|低于边界电压Vb。时，逆变器工作在DCM模式下； (3) 计算在DCM和CCM模式下的对应的稳态占空比D; (4) 通过滤波电路对反激式变压器原边电流进行滤波处理，检测经过滤波之后的原边 电流i，并与基准电流故差分比较得到Ai=i-ipri; (5) 采用PI谐振控制器对Ai进行运算，计算得到交流小信号占空比d; (6) 将交流小信号占空比d与稳态占空比D相叠加，获得驱动电路所需的占空比^，控 制器根据占空比￡)发出相应的PWM波控制前级mos管Sm动作，从而改变反激式变压器的原 边输入电流i的值； (7) 判断Ai是否小于e，若Ai彡e，则执行步骤（8);若Ai>e，则返回执行步骤 (4)，e为电流偏差的精度； (8) 控制光伏逆变器并网输出，之后返回步骤（1)。
2. 如权利要求1所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振控制
是开关频率，n是匝数比，Lm是变压器电感，R是电网等效阻抗，Vpv是光伏输入电压。
3. 如权利要求1或2所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振 控制方法，其特征在于：所述步骤（4)中，所述基准电流是根据并网电压VgHd、光伏输入电压
4. 如权利要求1或2所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振 控制方法，其特征在于：所述步骤（5)中，通过将PI与准谐振控制器串联构成了用于反激并 网逆变器实现并网输出的PI谐振控制补偿器，其传递函数G(s)为：
其中，Gpi (s)表示PI控制器的传递函数，Gjs)表示准谐振控制器的传递函数，Kp是谐 振控制器的增益、Q为带宽系数、《为谐振频率、Kk为谐振系数。
【文档编号】H02J3/01GK104485687SQ201410704951
【公开日】2015年4月1日 申请日期:2014年11月27日 优先权日:2014年11月27日
【发明者】艾青林, 杨象爽, 胥芳, 张立彬, 陈教料 申请人:浙江工业大学