功耗控制电路、智能功率模块和变频家电的制作方法

功耗控制电路、智能功率模块和变频家电的制作方法
【专利摘要】本实用新型提供了一种功耗控制电路、一种智能功率模块和一种变频家电。其中，功耗控制电路，包括：低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一IGBT管，以构成开关组件；切换控制模块，连接至智能功率模块对应的控制芯片，检测控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比，并计算相邻两个周期的信号的占空比差值，在占空比差值大于或等于预定阈值的情况下，使任一IGBT管和低功耗开关元件同时处于工作状态，在占空比差值小于预定阈值的情况下，仅使低功耗开关元件处于工作状态。通过本实用新型的技术方案，能够在输入信号相邻两个周期占空比差值不同时，采用不同的通断器件，有助于降低智能功率模块的功耗，且不会存在通断器件被过流击穿的风险。
【专利说明】功耗控制电路、智能功率模块和变频家电
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及功耗控制【技术领域】，具体而言，涉及一种功耗控制电路、一种智能功率模块和一种变频家电。
【背景技术】
[0002]智能功率模块，即IPM(Intelligent Power Module),是一种将电力电子和集成电路技术结合的功率驱动类产品。智能功率模块把功率开关器件和高压驱动电路集成在一起，并内藏有过电压、过电流和过热等故障检测电路。智能功率模块一方面接收MCU (MicroControl Unit，微型控制芯片)的控制信号，驱动后续电路工作，另一方面将系统的状态检测信号送回MCU。与传统的分立方案相比，智能功率模块以其高集成度、高可靠性等优势赢得越来越大的市场，尤其适合于驱动电机的变频器及各种逆变电源，是应用于变频调速、冶金机械、电力牵引、伺服驱动、变频家电的一种理想电力电子器件。
[0003]在相关技术中，智能功率模块100的电路结构如图1所示:
[0004]HVIC管1000的VCC端作为智能功率模块100的低压区供电电源正端VDD，VDD —般为15V ;同时，在所述HVIC管1000内部有自举电路，自举电路结构如下:
[0005]VCC端与UH驱动电路101、VH驱动电路102、WH驱动电路103、UL驱动电路104、VL驱动电路105、WL驱动电路106的低压区供电电源正端相连。
[0006]所述HVIC管1000的HINl端作为所述智能功率模块100的U相上桥臂输入端UHIN，在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的输入端相连；所述HVIC管1000的HIN2端作为所述智能功率模块100的V相上桥臂输入端VHIN，在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的输入端相连；所述HVIC管1000的HIN3端作为所述智能功率模块100的W相上桥臂输入端WHIN，在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路103的输入端相连。
[0007]所述HVIC管1000的LINl端作为所述智能功率模块100的U相下桥臂输入端ULIN，在所述HVIC管1000内部与所述UL驱动电路104的输入端相连；所述HVIC管1000的LIN2端作为所述智能功率模块100的V相下桥臂输入端VLIN，在所述HVIC管1000内部与所述VL驱动电路105的输入端相连；所述HVIC管1000的LIN3端作为所述智能功率模块100的W相下桥臂输入端WLIN，在所述HVIC管1000内部与所述WL驱动电路106的输入端相连；在此，所述智能功率模块100的U、V、W三相的六路输入接收OV或5V的输入信号。
[0008]所述HVIC管1000的GND端作为所述智能功率模块100的低压区供电电源负端COM,并与所述UH驱动电路101、所述VH驱动电路102、所述WH驱动电路103、所述UL驱动电路104、所述VL驱动电路105、所述WL驱动电路106的低压区供电电源负端相连。
[0009]所述HVIC管1000的VBl端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容133的一端，并作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源正端UVB ;所述HVIC管1000的HOl端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与U相上桥臂IGBT管121的栅极相连；所述HVIC管1000的VSl端在所述HVIC管1000内部与所述UH驱动电路101的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管121的射极、FRD管111的阳极、U相下桥臂IGBT管124的集电极、FRD管114的阴极、所述电容133的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源负端UVS。
[0010]所述HVIC管1000的VB2端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容132的一端，作为所述智能功率模块100的U相高压区供电电源正端VVB ;所述HVIC管1000的H02端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与V相上桥臂IGBT管123的栅极相连；所述HVIC管1000的VS2端在所述HVIC管1000内部与所述VH驱动电路102的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管122的射极、FRD管112的阳极、V相下桥臂IGBT管125的集电极、FRD管115的阴极、所述电容132的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源负端VVS。
[0011]所述HVIC管1000的VB3端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路103的高压区供电电源正端相连，在所述HVIC管1000外部连接电容131的一端，作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源正端WVB ;所述HVIC管1000的H03端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路101的输出端相连，在所述HVIC管1000外部与W相上桥臂IGBT管123的栅极相连；所述HVIC管1000的VS3端在所述HVIC管1000内部与所述WH驱动电路103的高压区供电电源负端相连，在所述HVIC管1000外部与所述IGBT管123的射极、FRD管113的阳极、W相下桥臂IGBT管126的集电极、FRD管116的阴极、所述电容131的另一端相连，并作为所述智能功率模块100的W相高压区供电电源负端WVS。
[0012]所述HVIC管1000的LOl端与所述IGBT管124的栅极相连；所述HVIC管1000的L02端与所述IGBT管125的栅极相连；所述HVIC管1000的L03端与所述IGBT管126的栅极相连。
[0013]所述IGBT管124的射极与所述FRD管114的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的U相低电压参考端UN ;所述IGBT管125的射极与所述FRD管115的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的V相低电压参考端VN ;所述IGBT管126的射极与所述FRD管116的阳极相连，并作为所述智能功率模块100的W相低电压参考端WN。
[0014]所述IGBT管121的集电极、所述FRD管111的阴极、所述IGBT管122的集电极、所述FRD管112的阴极、所述IGBT管123的集电极、所述FRD管113的阴极相连，并作为所述智能功率模块100的高电压输入端P，P 一般接300V。
[0015]所述HVIC管1000的作用是:
[0016]VDD为所述HVIC管1000的供电电源正端，GND为所述HVIC管1000的供电电源负端(VDD-GND电压一般为15V)。VBl和VSl分别为U相高压区的电源的正极和负极，HOl为U相高压区的输出端；VB2和VS2分别为V相高压区的电源的正极和负极，H02为V相高压区的输出端；VB3和VS3分别为U相高压区的电源的正极和负极，H03为W相高压区的输出端；LOl、L02、L03分别为U相、V相、W相低压区的输出端。
[0017]将输入端HIN1、HIN2、HIN3和LIN1、LIN2、LIN3的O或5V的逻辑输入信号分别传到输出端H01、H02、H03和L01、L02、L03，其中，HOl是VSl或VS1+15V的逻辑输出信号、H02是VS2或VS2+15V的逻辑输出信号、H03是VS3或VS3+15V的逻辑输出信号，L01、L02、L03是O或15V的逻辑输出信号。
[0018]同时，同一相的输入信号不能同时为高电平，即HINl和LIN1、HIN2和LIN2、HIN3和LIN3不能同时为高电平。
[0019]所述智能功率模块100实际工作时的一种优选电路如图2所示:
[0020]UVB与UVS间外接电容135 ；VVB与VVS间外接电容136 ；WVB与WVS间外接电容137。在此，所述电容133、132、131主要起滤波作用，所述电容135、136、137主要起存储电
量作用。
[0021]UN、VN、WN相连，并连接电阻138的一端和MCU管200的Pin7 ;所述电阻138的另一端接COM。
[0022]所述MCU200的Pinl与所述智能功率模块100的UHIN端相连；所述MCU200的Pin2与所述智能功率模块100的VHIN端相连；所述MCU200的Pin3与所述智能功率模块100的WHIN端相连；所述MCU200的Pin4与所述智能功率模块100的ULIN端相连；所述MCU200的Pin5与所述智能功率模块100的VLIN端相连；所述MCU200的Pin6与所述智能功率模块100的WLIN端相连。
[0023]以U相为例说明智能功率模块100的工作状态:
[0024]1、当所述MCU200的管脚Pin4发出高电平信号时，所述MCU200的管脚Pinl必须发出低电平信号，信号使LINl为高电平、HINl为低电平，这时，LOl输出高电平而HOl输出低电平，从而所述IGBT管124导通而所述IGBT管121截止，VSl电压约为OV ；VCC向所述电容133及所述电容135充电，当时间足够长或使所述电容133及所述电容135充电前的剩余电量足够多时，VBl对VSl获得接近15V的电压。
[0025]2、当所述MCU200的管脚Pinl发出高电平信号时，所述MCU200的管脚Pin4必须发出低电平信号，信号使LINl为低电平、HINl为高电平，这时，LOl输出低电平而HOl输出高电平，从而所述IGBT管124截止而所述IGBT管121导通，从而VSl电压约为300V，VBl电压被抬高到315V左右，通过所述电容133及所述电容135的电量，维持U相高压区工作，如果HINl为高电平的持续时间足够短或所述电容133及所述电容135存储的电量足够多，VBl对VSl在U相高压区工作过程中的电压可保持在14V以上。
[0026]实际应用中，特别是在变频空调的应用中，MCU200会根据环境变化而采用不同的算法控制智能功率模块100的通断，使变频压缩机工作在不同的频率下。
[0027]MCU200对压缩机频率的控制，是通过在固定的6kHz的载波频率下，调节载波周期内的占空比来实现的，当需要压缩机工作在较高的频率时，每个载波周期的占空比的差异较大，如图3A所示，控制信号第一周期的占空比为80%，而第二周期的占空比为20%，相邻两个周期的占空比差值为60% ;当需要压缩机工作在较低的频率时，每个载波周期的占空比的差异较小，如图3B所示，控制信号第一周期的占空比为60%，而第二周期的占空比为40%，相邻两个周期的占空比差值为20%。
[0028]当每个载波周期的占空比的差异较大时，压缩机工作在高频下，这时，智能功率模块100内部的六枚IGBT管(如IGBT管121至IGBT管126)需要流过较大的电流；当每个载波周期的占空比的差异较小时，压缩机工作在低频下，这时，智能功率模块100内部的六枚IGBT管流过的电流较小。
[0029]对于压缩机低频工作的状态，往往是希望获得低功耗，而使用IGBT管作为通断元件时，由于IGBT管的拖尾效应，造成通断元件的开关损耗不可能很低，从而使智能功率模块100的损耗也不可能做得很低。
[0030]如果使用无拖尾效应的MOS管替代IGBT管，在压缩机低频工作时确实可以降低通断损耗和系统功耗，但是由于MOS管电流能力的限制，当压缩机进入高频工作状态时，过大的电流会超出MOS管可承受的电流范围而造成MOS管过流烧毁，严重时还会引起火灾。
[0031]在相关技术中，通过改善IGBT管的拖尾效应来降低智能功率模块的低频工作损耗实现，但这种特殊工艺使得IGBT管的生产成本非常高，不适合在变频空调等民用领域推广。
[0032]因此，如何降低智能功率模块在低频工作时的损耗，并避免高频工作时的过流风险，且生产成本适用于民用领域，成为目前亟待解决的技术问题。
实用新型内容
[0033]本实用新型旨在至少解决现有技术或相关技术中存在的技术问题之一。
[0034]为此，本实用新型的一个目的在于提出了一种功耗控制电路。
[0035]本实用新型的另一个目的在于提出了一种智能功率模块。
[0036]本实用新型的又一个目的在于提出了 一种变频家电。
[0037]为实现上述目的，根据本实用新型的第一方面的实施例，提出了一种功耗控制电路，包括:低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一 IGBT管，以构成开关组件；切换控制模块，连接至所述智能功率模块对应的控制芯片，用于检测所述控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比，并计算所述相邻两个周期的信号的占空比差值，在所述占空比差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，在所述占空比差值小于预定阈值的情况下，仅使所述低功耗开关元件处于工作状态。
[0038]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过使低功耗开关元件和IGBT管并联构成开关组件，并在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值小于预定阈值时，仅使低功耗开关元件处于工作状态，从而能够避免现有技术中因IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
[0039]同时，通过在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值大于或等于预定阈值时，使得IGBT管和低功耗开关元件同时处于工作状态，从而避免低功耗开关元件被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。
[0040]其中，预定阈值的确定方式包括但不限于:根据低功耗开关元件可以承受的电流强度的范围，确定控制信号的相邻两个周期的占空比的差值的最大值与最小值，即可以作为预定阈值的范围。低功耗开关元件具体可以为MOS管，比如NMOS管等，从而既能够承受智能功率模块流过电流较大时的电流强度，又由于不具有拖尾效应而有效降低通断损耗和系统损耗。
[0041]另外，根据本实用新型上述实施例的功耗控制电路，还可以具有如下附加的技术特征:
[0042]根据本实用新型的一个实施例，所述切换控制模块在所述差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，则所述切换控制模块包括:信号输出电路，连接至所述控制芯片，用于在所述差值大于或等于预定阈值的情况下输出第一信号，以及在所述差值小于预定阈值的情况下输出第二信号；状态控制电路，连接至所述信号输出电路，用于在所述状态控制电路接收到第一信号时，控制所述任一IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，以及在所述状态控制电路接收到第二信号时，控制所述低功耗开关元件处于工作状态。
[0043]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过将输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值与预定阈值的比较关系转换为第一信号或第二信号，例如:可以将该差值大于或等于预定阈值的转换为高电平信号，将该差值小于预定阈值的转换为低电平信号，从而能够准确控制电路工作状态的切换。
[0044]根据本实用新型的一个实施例，所述信号输出电路包括:第一信号处理电路，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第一切换信号；第二信号处理电路，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第二切换信号；第一输出电路，所述第一输出电路包括:第一电容，所述第一电容连接在信号源和地之间；第一开关器件和第一电阻，所述第一开关器件与所述第一电阻串联后，并联于所述第一电容的两端，所述第一开关器件还连接至所述第一信号处理电路，用于根据所述第一切换信号进行导通或截止；第二输出电路，所述第二输出电路包括:第二电容，所述第二电容连接在信号源和地之间；第二开关器件和第二电阻，所述第二开关器件与所述第二电阻串联后，并联于所述第二电容的两端，所述第二开关器件还连接至所述第二信号处理电路，用于根据所述第二切换信号进行导通或截止；第一电压比较器，所述第一电压比较器的第一输入端连接至所述第一电容和所述第一电阻的公共端、第二输入端输入预设电压值，用于将所述第一输出电路输出的第一电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第一启动信号，其中，在所述第一输出电路输出的第一电压大于或等于预设电压值时，输出高电平，在所述第一输出电路输出的第一电压小于预设电压值时，输出低电平；第二电压比较器，所述第二电压比较器的第一输入端连接至所述第二电容和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述预设电压值，用于将所述第二输出电路输出的第二电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第二启动信号，其中，在所述第二输出电路输出的第二电压大于或等于预设电压值时，输出高电平，在所述第二输出电路输出的第二电压小于预设电压值时，输出低电平；触发器，所述触发器的第一端连接至所述第一电压比较器的输出端，所述触发器的第二端连接至所述第二电压比较器的输出端，用于根据接收到的第一启动信号和第二启动信号输出所述第一信号或所述第二信号。
[0045]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过信号处理电路输出的切换信号控制输出电路中开关器件的导通或截止，开关器件的导通或截止将会给输出电路中由电阻和电容组成的振荡电路持续的进行充电和放电，从而使得输出电路中电阻和电容公共端的电压随振荡电路的充电和放电而变化，进而将控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值与预定阈值的比较关系转换为输出电路输出电压的大小。
[0046]通过电压比较器将第一输出电路输出的第一电压或第二输出电路输出的第二电压与预设电压值进行比较，根据比较结果生成第一启动信号或第二启动信号，第一启动信号和第二启动信号作为触发器的输入端，根据触发器的特性，生成第一信号或第二信号，进而将输出电路输出电压的大小转化为第一信号或第二信号，从而能够准确控制电路工作状态的切换。
[0047]具体来说，第一电压或第二电压与预设电压值进行比较，根据比较结果生成第一启动信号或第二启动信号，其中，第一电压或第二电压大于预设电压值时，启动信号为高电平，第一电压或第二电压小于预设电压值时，启动信号为低电平。当然，本领域技术人员应当理解的是，此处生成第一启动信号或第二启动信号的比较方法并不用于具体限定。
[0048]根据本实用新型的一个实施例，所述第一信号处理电路包括:第一延时电路，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期；第一逻辑电路，所述第一逻辑电路的第一输入端连接至所述第一延时电路的输出端，所述第一逻辑电路的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较；第一反相器，所述第一反相器的输入端连接至所述第一逻辑电路的输出端，所述第一反相器的输出端连接至所述第一开关器件的控制端，用于对所述第一逻辑电路输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第一开关器件；所述第二信号处理电路包括:第二延时电路，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期；第二逻辑电路，所述第二逻辑电路的第一输入端连接至所述第二延时电路的输出端，所述第二逻辑电路的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较；第二反相器，所述第二反相器的输入端连接至所述第二逻辑电路的输出端，所述第二反相器的输出端连接至所述第二开关器件的控制端，用于对所述第二逻辑电路输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第二开关器件。
[0049]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过对输入信号进行延时一个周期，并将延时后的控制信号与未经过延时的控制信号作为第一逻辑电路或第二逻辑电路的输入端，进行逻辑运算，即对控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号进行逻辑运算，并以逻辑运算结果的反相信号控制第一开关器件和第二开关器件的导通或截止，以得到输出电路的输出电压，即第一电压和第二电压。
[0050]其中，为了得到理想的控制信号波形，在由控制芯片输出后，可通过反相器进行整波处理，以及在经过延时电路之后，也可以同时使用两个反相器进行整波处理。
[0051]根据本实用新型的一个实施例，所述第一逻辑电路为逻辑与的门电路，所述第二逻辑电路为逻辑异或的门电路。
[0052]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，以控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期中占空比较大的周期为第一周期信号，占空比较小的周期为第二周期信号为例，由于控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号分别作为第一逻辑电路或第二逻辑电路的输入端，因此，在第一逻辑电路为逻辑与电路时，逻辑与电路输出信号的占空比为第二周期信号的占空比；而在第二逻辑电路为逻辑异或电路时，逻辑异或电路输出信号的占空比为第一周期信号和第二周期信号的占空比之差。
[0053]在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的占空比之差小于预定阈值时，即第二逻辑电路输出的第二切换信号占空比小于预定阈值，则第二输出电路输出的第二电压将小于预设电压值，触发器在第二输入端为持续低电平时将输出第二信号，仅使低功耗功率元件处于工作状态；由于第二周期信号的占空比越小，第一周期信号与第二周期信号的占空比之差越大，而在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的占空比之差大于或等于预定阈值时，即第一逻辑电路输出的第一切换信号的占空比较小，贝1J第一输出电路输出的第一电压将小于预设电压值，触发器在第一输入端为持续低电平时将输出第一信号，使得IGBT管和低功耗兀件同时处于工作状态。
[0054]根据本实用新型的一个实施例，所述第一延时电路包括:第三电阻和第一开关管，所述第三电阻和所述第一开关管串联在所述信号源和地之间，所述第一开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端；第三电容，并联在所述第三电阻和所述第一开关管的两端；第三反相器，所述第三反相器的输入端连接至所述第三电容和所述第三电阻的公共端，所述第三反相器的输出端连接至所述第一逻辑电路的输入端；所述第二延时电路包括:第四电阻和第二开关管，所述第四电阻和所述第二开关管串联在所述信号源和地之间，所述第二开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端；第四电容，并联在所述第四电阻和所述第二开关管的两端；第四反相器，所述第四反相器的输入端连接至所述第四电容和所述第四电阻的公共端，所述第四反相器的输出端连接至所述第二逻辑电路的输入端。
[0055]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过对控制芯片输出的控制信号延时一个周期，可对控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号进行逻辑运算。其中，控制芯片输出的控制信号控制延时电路中开关管的导通或截止，即控制延时电路中由电阻和电容组成振荡电路的充电和放电时间，通过调节电阻和电容的大小,可调节延时电路的延时周期。
[0056]根据本实用新型的一个实施例，所述状态控制电路包括:第三逻辑电路，所述第三逻辑电路的第一输入端连接至所述触发器的输出端、第二输入端连接至所述控制芯片的输出端、输出端连接至第一驱动电路，用于在接收到所述第一信号的情况下，将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路，在接收到所述第二信号的情况下，阻止来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路；第四逻辑电路，所述第四逻辑电路的第一输入端和第二输入端均连接至所述控制芯片的信号输出端，用于将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一 IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。
[0057]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过第一信号或第二信号与控制芯片输出的控制信号进行逻辑运算，控制第一驱动电路的工作状态，也即控制智能功率模块中任一 IGBT管的工作状态，从而使得在接收到第一信号时，使得IGBT管和低功耗开关元件同时处于工作状态，从而避免低功耗开关元件被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。在接收到第二信号时，仅使低功耗开关元件处于工作状态，从而能够避免现有技术中因IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
[0058]根据本实用新型的一个实施例，所述第三逻辑电路和所述第四逻辑电路为逻辑与的门电路。
[0059]根据本实用新型的实施例的功耗控制电路，通过逻辑与的门电路，使得无论输入至智能功率控制模块的控制信号如何变化，低功耗开关元件都处于工作状态，而由于与IGBT管的相连的逻辑与门的一个输入端为控制信号，另一个输入端为第一信号或第二信号，从而IGBT管的工作状态会受到第一信号和第二信号的控制，实现工作状态的切换。[0060]根据本实用新型第二方面的实施例，提出了一种智能功率模块，包括如上述任一项技术方案中所述的功耗控制电路。
[0061]根据本实用新型第三方面的实施例，提出了一种变频家电，包括如上述技术方案所述的智能功率模块，比如变频空调、变频冰箱、变频洗衣机等。
[0062]通过以上技术方案，能够在输入信号相邻两个周期占空比差值不同时，采用不同的通断器件，从而有助于降低智能功率模块的功耗，且不会存在通断器件被过流击穿的风险。
[0063]本实用新型的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本实用新型的实践了解到。
【专利附图】

【附图说明】
[0064]本实用新型的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中:
[0065]图1示出了相关技术中的智能功率模块的结构示意图；
[0066]图2示出了相关技术中的智能功率模块进行时序控制时的结构示意图；
[0067]图3A至图3B示出了相关技术中的对智能功率模块进行时序控制时控制信号的波形示意图；
[0068]图4A示出了根据本实用新型的实施例的功耗控制电路的结构示意图；
[0069]图4B示出了根据本实用新型的实施例的切换控制模块的结构示意图；
[0070]图4C示出了根据本实用新型的实施例的信号处理电路的结构示意图；
[0071]图5示出了根据本实用新型的实施例的智能功率模块的结构示意图；
[0072]图6示出了根据本实用新型的一个实施例的切换控制模块的电路结构示意图；
[0073]图7示出了根据本实用新型的实施例智能功率模块进行时序控制时控制信号的波形示意图；
[0074]图8示出了根据本实用新型的一个实施例的延时电路的结构示意图。
【具体实施方式】
[0075]为了能够更清楚地理解本实用新型的上述目的、特征和优点，下面结合附图和【具体实施方式】对本实用新型进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0076]在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本实用新型，但是，本实用新型还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本实用新型的保护范围并不限于下面公开的具体实施例的限制。
[0077]一、整体结构
[0078]在相关技术中，智能功率模块都采用IGBT管作为通断器件，但一方面，IGBT管的拖尾效应导致其低频下的开关损耗过高，另一方面，若直接使用低功耗开关元件，则由于高频下的电流过大而容易损毁低功耗开关元件，甚至引发火灾等危险状况。
[0079]因此，为了解决开关损耗和过流风险等多方面的问题，图4A示出了根据本实用新型的实施例的功耗控制电路的结构示意图。[0080]如图4A所示，根据本实用新型的一个实施例的功耗控制电路，包括:低功耗开关元件42，并联至智能功率模块(比如图1所示的智能功率模块100)中的任一 IGBT管(比如图4A中所示的121)，以构成开关组件(图中未具体示出)；切换控制模块44，连接至所述智能功率模块对应的控制芯片，用于检测所述控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比，并计算所述相邻两个周期的信号的占空比差值，在所述占空比差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件42同时处于工作状态，在所述占空比差值小于预定阈值的情况下，仅使所述低功耗开关元件42处于工作状态。
[0081]通过使低功耗开关元件42和IGBT管并联构成开关组件，并在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值小于预定阈值时，仅使低功耗开关元件42处于工作状态，从而能够避免现有技术中因IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
[0082]同时，通过在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值大于或等于预定阈值时，使得IGBT管和低功耗开关元件42同时处于工作状态，从而避免低功耗开关元件被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。
[0083]其中，预定阈值的确定方式包括但不限于:根据低功耗开关元件42可以承受的电流强度的范围，确定控制信号的相邻两个周期的占空比的差值的最大值与最小值，即可以作为预定阈值的范围。低功耗开关元件42具体可以为MOS管，比如NMOS管等，从而既能够承受智能功率模块流过电流较大时的电流强度，又由于不具有拖尾效应而有效降低通断损耗和系统损耗。
[0084]另外，根据本实用新型上述实施例的功耗控制电路，还可以具有如下附加的技术特征:
[0085]二、切换控制模块
[0086]为了详细说明根据本实用新型的实施例的切换控制模块44，图4B示出了根据本实用新型的一个实施例的切换控制模块的结构示意图。
[0087]如图4B所示，根据本实用新型的一个实施例的切换控制模块44，所述切换控制模块44在所述差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件42同时处于工作状态，则所述切换控制模块44包括:信号输出电路(图中未具体示出)，连接至所述控制芯片，用于在所述差值大于或等于预定阈值的情况下输出第一信号，以及在所述差值小于预定阈值的情况下输出第二信号；状态控制电路441，连接至所述信号输出电路，用于在所述状态控制电路441接收到第一信号时，控制所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件42同时处于工作状态，以及在所述状态控制电路441接收到第二信号时，控制所述低功耗开关元件42处于工作状态。
[0088]通过将输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值与预定阈值的比较关系转换为第一信号或第二信号，例如:可以将该差值大于或等于预定阈值的转换为高电平信号，将该差值小于预定阈值的转换为低电平信号，从而能够准确控制电路工作状态的切换。
[0089]根据本实用新型的一个实施例，所述信号输出电路包括:第一信号处理电路442，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第一切换信号；第二信号处理电路443，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第二切换信号；第一输出电路444,所述第一输出电路444包括:第一电容,所述第一电容连接在信号源和地之间；第一开关器件和第一电阻，所述第一开关器件与所述第一电阻串联后，并联于所述第一电容的两端，所述第一开关器件还连接至所述第一信号处理电路442，用于根据所述第一切换信号进行导通或截止；第二输出电路445，所述第二输出电路445包括:第二电容，所述第二电容连接在信号源和地之间；第二开关器件和第二电阻，所述第二开关器件与所述第二电阻串联后，并联于所述第二电容的两端，所述第二开关器件还连接至所述第二信号处理电路443，用于根据所述第二切换信号进行导通或截止；第一电压比较器446，所述第一电压比较器446的第一输入端连接至所述第一电容和所述第一电阻的公共端、第二输入端输入预设电压值，用于将所述第一输出电路444输出的第一电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第一启动信号，其中，在所述第一输出电路444输出的第一电压大于或等于预设电压值时,输出高电平,在所述第一输出电路444输出的第一电压小于预设电压值时，输出低电平；第二电压比较器447，所述第二电压比较器447的第一输入端连接至所述第二电容和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述预设电压值，用于将所述第二输出电路445输出的第二电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第二启动信号，其中，在所述第二输出电路445输出的第二电压大于或等于预设电压值时，输出高电平，在所述第二输出电路445输出的第二电压小于预设电压值时，输出低电平；触发器448，所述触发器448的第一端连接至所述第一电压比较器446的输出端，所述触发器448的第二端连接至所述第二电压比较器447的输出端，用于根据接收到的第一启动信号和第二启动信号输出所述第一信号或所述第二信号。
[0090]通过信号处理电路输出的切换信号控制输出电路中开关器件的导通或截止，开关器件的导通或截止将会给输出电路中由电阻和电容组成的振荡电路持续的进行充电和放电，从而使得输出电路中电阻和电容公共端的电压随振荡电路的充电和放电而变化，进而将控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比的差值与预定阈值的比较关系转换为输出电路输出电压的大小。
[0091]通过电压比较器将第一输出电路444输出的第一电压或第二输出电路445输出的第二电压与预设电压值进行比较，根据比较结果生成第一启动信号或第二启动信号，第一启动信号和第二启动信号作为触发器448的输入端，根据触发器448的特性，生成第一信号或第二信号，进而将输出电路输出电压的大小转化为第一信号或第二信号，从而能够准确控制电路工作状态的切换。
[0092]具体来说，第一电压或第二电压与预设电压值进行比较，根据比较结果生成第一启动信号或第二启动信号，其中，第一电压或第二电压大于预设电压值时，启动信号为高电平，第一电压或第二电压小于预设电压值时，启动信号为低电平。当然，本领域技术人员应当理解的是，此处生成第一启动信号或第二启动信号的比较方法并不用于具体限定。
[0093]下面结合图4C详细说明根据本实用新型的一个实施例的信号处理电路，图4C示出了根据本实用新型的实施例的信号处理电路的结构示意图。
[0094]如图4C所示，根据本实用新型的实施例的信号处理电路，包括第一信号处理电路
442和第二信号处理443电路，所述第一信号处理电路442包括:第一延时电路442A，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期；第一逻辑电路442B，所述第一逻辑电路442B的第一输入端连接至所述第一延时电路442A的输出端，所述第一逻辑电路442B的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较；第一反相器442C，所述第一反相器442C的输入端连接至所述第一逻辑电路442B的输出端，所述第一反相器442C的输出端连接至所述第一开关器件的控制端，用于对所述第一逻辑电路442B输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第一开关器件；所述第二信号处理电路
443包括:第二延时电路443A，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期；第二逻辑电路443B，所述第二逻辑电路443B的第一输入端连接至所述第二延时电路443A的输出端，所述第二逻辑电路443B的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较；第二反相器443C，所述第二反相器443C的输入端连接至所述第二逻辑电路443B的输出端，所述第二反相器443C的输出端连接至所述第二开关器件的控制端，用于对所述第二逻辑电路443B输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第二开关器件。
[0095]通过对输入信号进行延时一个周期，并将延时后的控制信号与未经过延时的控制信号作为第一逻辑电路442B或第二逻辑电路443B的输入端，进行逻辑运算，即对控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号进行逻辑运算，并以逻辑运算结果的反相信号控制第一开关器件和第二开关器件的导通或截止，以得到输出电路的输出电压，即第一电压和第二电压。
[0096]其中，为了得到理想的控制信号波形，在由控制芯片输出后，可通过反相器进行整波处理，以及在经过延时电路之后，也可以同时使用两个反相器进行整波处理。
[0097]根据本实用新型的一个实施例，所述第一逻辑电路442B为逻辑与的门电路，所述第二逻辑电路443B为逻辑异或的门电路。
[0098]以控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期中占空比较大的周期为第一周期信号，占空比较小的周期为第二周期信号为例，由于控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的信号分别作为第一逻辑电路442B或第二逻辑电路443B的输入端，因此，在第一逻辑电路442B为逻辑与电路时，逻辑与电路输出信号的占空比为第二周期信号的占空比；而在第二逻辑电路443B为逻辑异或电路时，逻辑异或电路输出信号的占空比为第一周期信号和第二周期信号的占空比之差。
[0099]在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的占空比之差小于预定阈值时，即第二逻辑电路443B输出的第二切换信号占空比小于预定阈值，则第二输出电路445输出的第二电压将小于预设电压值,触发器448在第二输入端为持续低电平时将输出第二信号，仅使低功耗功率元件42处于工作状态；由于第二周期信号的占空比越小，第一周期信号与第二周期信号的占空比之差越大，而在控制芯片输入至智能功率模块的控制信号的相邻两个周期的占空比之差大于或等于预定阈值时，即第一逻辑电路442B输出的第一切换信号的占空比较小，则第一输出电路444输出的第一电压将小于预设电压值，触发器448在第一输入端为持续低电平时将输出第一信号，使得IGBT管和低功耗元件42同时处于工作状态。
[0100]根据本实用新型的一个实施例，所述第一延时电路442A包括:第三电阻和第一开关管，所述第三电阻和所述第一开关管串联在所述信号源和地之间，所述第一开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端；第三电容，并联在所述第三电阻和所述第一开关管的两端；第三反相器，所述第三反相器的输入端连接至所述第三电容和所述第三电阻的公共端，所述第三反相器的输出端连接至所述第一逻辑电路442B的输入端；所述第二延时电路443A包括:第四电阻和第二开关管，所述第四电阻和所述第二开关管串联在所述信号源和地之间，所述第二开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端；第四电容，并联在所述第四电阻和所述第二开关管的两端；第四反相器，所述第四反相器的输入端连接至所述第四电容和所述第四电阻的公共端，所述第四反相器的输出端连接至所述第二逻辑电路443B的输入端。
[0101]通过对控制芯片输出的控制信号延时一个周期，可对控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号进行逻辑运算。其中，控制芯片输出的控制信号控制延时电路中开关管的导通或截止，即控制延时电路中由电阻和电容组成振荡电路的充电和放电时间，通过调节电阻和电容的大小，可调节延时电路的延时周期。
[0102]根据本实用新型的一个实施例，所述状态控制电路441包括:第三逻辑电路(图中未示出)，所述第三逻辑电路的第一输入端连接至所述触发器448的输出端、第二输入端连接至所述控制芯片的输出端、输出端连接至第一驱动电路，用于在接收到所述第一信号的情况下，将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路，在接收到所述第二信号的情况下，阻止来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路；第四逻辑电路(图中未示出)，所述第四逻辑电路的第一输入端和第二输入端均连接至所述控制芯片的信号输出端，用于将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第二驱动电路；其中，所述第一驱动电路用于对所述任一 IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。
[0103]通过第一信号或第二信号与控制芯片输出的控制信号进行逻辑运算，控制第一驱动电路的工作状态，也即控制智能功率模块中任一 IGBT管的工作状态，从而使得在接收到第一信号时，使得IGBT管和低功耗开关元件42同时处于工作状态，从而避免低功耗开关元件被过流击穿，有助于确保智能功耗模块的安全性。在接收到第二信号时，仅使低功耗开关元件42处于工作状态，从而能够避免现有技术中因IGBT管的拖尾效应而导致不必要的工作损耗，有助于降低智能功率模块的整体功耗。
[0104]根据本实用新型的一个实施例，所述第三逻辑电路和所述第四逻辑电路为逻辑与的门电路。
[0105]通过逻辑与的门电路，使得无论输入至智能功率控制模块的控制信号如何变化，低功耗开关元件42都处于工作状态，而由于与IGBT管的相连的逻辑与门的一个输入端为控制信号，另一个输入端为第一信号或第二信号，从而IGBT管的工作状态会受到第一信号和第二信号的控制，实现工作状态的切换。
[0106]根据本实用新型第二方面的实施例，提出了一种智能功率模块，包括如上述任一项技术方案中所述的功耗控制电路。
[0107]根据本实用新型第三方面的实施例，提出了一种变频家电，包括如上述技术方案所述的智能功率模块，比如变频空调、变频冰箱、变频洗衣机等。
[0108]通过以上技术方案，能够在输入信号相邻两个周期占空比差值不同时，采用不同的通断器件，从而有助于降低智能功率模块的功耗，且不会存在通断器件被过流击穿的风险。
[0109]下面结合图5至图8详细说明本实用新型的实施例的电路结构图。
[0110]图5示出了根据本实用新型的实施例的智能功率模块的结构示意图。
[0111]如图5所示,根据本实用新型的实施例的智能功率模块4100，图5是将输出选通电路4400简化后的电路图，输出选通电路4400即为切换控制模块。
[0112]输出选通电路4400的电源正端VCC端作为所述智能功率模块4100的低压区供电电源正端VDD，VDD 一般为15V ;所述输出选通电路4400的第一输入端HINl作为所述智能功率模块4100的U相上桥臂输入端UHIN ;所述输出选通电路4400的第二输入端HIN2作为所述智能功率模块4100的V相上桥臂输入端VHIN ;所述输出选通电路4400的第三输入端HIN3作为所述智能功率模块4100的W相上桥臂输入端WHIN ;所述输出选通电路4400的第四输入端LINl作为所述智能功率模块4100的U相下桥臂输入端ULIN ;所述输出选通电路4400的第五输入端LIN2作为所述智能功率模块4100的V相下桥臂输入端VLIN ;所述输出选通电路4400的第六输入端LIN3作为所述智能功率模块4100的W相下桥臂输入端WLIN ;所述输出选通电路4400的电源负端GND作为所述所述智能功率模块4100的低压区供电电源负端COM。
[0113]所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源正端VBl与电容4133的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源正端UVB ;所述输出选通电路4400的U相高压区供电电源负端VSl与所述电容4133的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的U相高压区供电电源负端UVS0
[0114]所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源正端VB2与电容4132的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源正端VVB ;所述输出选通电路4400的V相高压区供电电源负端VS2与所述电容4132的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的V相高压区供电电源负端VVS。
[0115]所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源正端VB3与电容4131的一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源正端WVB ;所述输出选通电路4400的W相高压区供电电源负端VS3与所述电容4131的另一端相连，并作为所述智能功率模块4100的W相高压区供电电源负端WVS。
[0116]所述输出选通电路4400的UHO端与IGBT管4121的栅极相连，所述IGBT管4121的集电极与FRD管4111的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4121的射极与所述FRD管4111的阳极相连并接所述智能功率模块4100的UVS端。
[0117]所述输出选通电路4400的VHO端与IGBT管4122的栅极相连，所述IGBT管4122的集电极与FRD管4112的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4122的射极与所述FRD管4112的阳极相连并接所述智能功率模块4100的VVS端。
[0118]所述输出选通电路4400的VHO端与IGBT管4123的栅极相连，所述IGBT管4123的集电极与FRD管4113的阴极相连并接所述智能功率模块4100的最高电压点P端，所述IGBT管4123的射极与所述FRD管4113的阳极相连并接所述智能功率模块4100的WVS端。
[0119]所述智能功率模块4100的ULOl端与IGBT管4124的栅极相连，所述智能功率模块4100的UL02端与NMOS管4114的栅极相连；所述IGBT管4124的集电极与所述高压NMOS管4114的漏极相连并接所述智能功率模块4100的UVS端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4114的衬底和源极相连并接所述智能功率模块4100的UN端。
[0120]所述智能功率模块4100的VLOl端与IGBT管4125的栅极相连，所述智能功率模块4100的VL02端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述智能功率模块4100的VVS端，所述IGBT管4124的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接智能功率模块4100的VN端。
[0121]所述智能功率模块4100的WLOl端与IGBT管4125的栅极相连，所述智能功率模块4100的WL02端与NMOS管4115的栅极相连；所述IGBT管4125的集电极与所述高压NMOS管4115的漏极相连并接所述智能功率模块4100的WVS端，所述IGBT管4125的射极与所述高压NMOS管4115的衬底和源极相连并接所述智能功率模块4100的WN端。
[0122]所述输出选通电路4400的作用是:
[0123]当进入所述输出选通电路4400输入端的控制信号的相邻两个周期的占空比差距较大时，LINl的信号可同时控制ULOl和UL02的输出，LIN2的信号可同时控制VLOl和VL02的输出，LIN3的信号可同时控制WLOl和WL02的输出；当进入所述输出选通电路4400输入端的控制信号的相邻两个周期的占空比差距较小时，LINl的信号控制UL02的输出，LIN2的信号控制VL02的输出，LIN3的信号控制WL02的输出。
[0124]HINl的信号控制控制UHO的输出，HIN2的信号控制控制VHO的输出，HIN3的信号控制控制WHO的输出。
[0125]因为所述输出选通电路4400输入端的控制信号的相邻两个周期的占空比差距较大时，代表需要所述智能功率模块4100产生较快的通断速度，即需要所述智能功率模块4100产生加大的电流能力，这时LIN1、LIN3、LIN3的信号分别同时控制ULOl和UL02、VL01和VL02、WL01和WL02，同步控制下桥臂的IGBT管和高压NMOS管的通断，使所述智能功率模块4100能提供足够的电流能力；所述输出选通电路4400输入端的控制信号的相邻两个周期的占空比差距较小时，代表需要所述智能功率模块4100的通断速度不高，即只需要所述智能功率模块4100提供较小的电流能力，这时LIN1、LIN3、LIN3的信号分别只控制UL02、VL02、WL02，只控制下桥臂的高压NMOS管的通断，这时的所述智能功率模块4100的下桥臂虽然电流能力较低，却能产生较快的开关速度，虽然上桥臂还是使用IGBT管作为通断元件，存在拖尾效应，但因为下桥臂已经可靠关断，即使上桥臂尚未关断也不能再产生电流回路，因此可以达到降低系统功耗的目的。
[0126]图6示出了根据本实用新型的实施例的切换控制模块的电路结构示意图。
[0127]如图6所示，根据本实用新型的实施例的切换控制模块的电路，图6是将输出选通电路4400(切换控制模块)具体化后的电路图。
[0128]本实施例是对WLIN的输入信号进行检测，通过对WLIN信号的占空比的判断，对输出端进行切换，因为ULIN、VLIN、WLIN信号完全对称，所以，通过ULIN、VLIN的输入信号进行检测的方法同WLIN的方法。
[0129]所述输出选通电路4400的低压区供电电源正端VCC与电流源5206的负端、电流源5211的负端、电流源5306的负端、电流源5311的负端、UH驱动电路5001的低压区供电电源正端、VH驱动电路5001的低压区供电电源正端、WH驱动电路5003的低压区供电电源正端、UL驱动电路5004的低压区供电电源正端、VL驱动电路5005的低压区供电电源正端、WL驱动电路5006的低压区供电电源正端相连。[0130]WLIN接非门5201的输入端、非门5202的输入端；所述非门5201的输出端接非门5209的输入端；所述非门5202的输出端接延时电路5217的输入端，所述延迟电路5217的输出端接非门5207的输入端；所述延时电路5217由VCC和GND组成的电源供电；所述非门5207的输出端接非门5208的输入端；所述非门5201的输出端接非门5209的输入端；所述非门5208的输出端接与门5210的其中一个输入端，所述非门5209的输出端接所述与门5210的另一个输入端；所述与门5210的输出端接非门5217的输入端；所述非门5217的输出端接NMOS管5213的栅极；所述NMOS管5213的衬底与源极相连并接GND ;所述NMOS管5213的漏极连接电阻5212的一端；所述电阻5212的另一端接所述电流源5211的正端、电容5214的一端和电压比较器5216的正输入端；所述电容5214的另一端与GND相连；电压源5215的正端与所述电压比较器5216的负输入端相连，所述电压源5215的负端与GND相连；所述电压比较器5216的输出端与RS触发器5401的R端相连。
[0131]WLIN接非门5301的输入端、非门5302的输入端；所述非门5301的输出端接非门5309的输入端；所述非门5202的输出端接延时电路5217的输入端，所述延迟电路5217的输出端接非门5207的输入端；所述延时电路5217由VCC和GND组成的电源供电；所述非门5307的输出端接非门5308的输入端；所述非门5301的输出端接非门5309的输入端；所述非门5308的输出端接异或门5310的其中一个输入端，所述非门5309的输出端接所述与门5310的另一个输入端；所述与门5310的输出端接非门5317的输入端；所述非门5317的输出端接NMOS管5313的栅极；所述NMOS管5313的衬底与源极相连并接GND ;所述NMOS管5313的漏极连接电阻5312的一端；所述电阻5312的另一端接所述电流源5311的正端、电容5314的一端和电压比较器5316的正输入端；所述电容5314的另一端与GND相连；电压源5315的正端与所述电压比较器5316的负输入端相连，所述电压源5315的负端与GND相连；所述电压比较器5316的输出端与RS触发器5401的S端相连。
[0132]所述RS触发器5401的Q端与与门5115、与门5114、与门5125、与门5124、与门5135、与门5124的一端相连。
[0133]UHIN与所述UH驱动电路的输入端相连；VHIN与所述VH驱动电路的输入端相连；WHIN与所述WH驱动电路的输入端相连；ULIN与所述与门5115的另一端和所述与门5114的另一端相连；VLIN与所述与门5125的另一端和所述与门5124的另一端相连；WLIN与所述与门5135的另一端和所述与门5134的另一端相连；所述与门5115的输出端与所述UL驱动电路15014的输入端相连；所述与门5114的输出端与所述UL驱动电路25024的输入端相连；所述与门5125的输出端与所述VL驱动电路15015的输入端相连；所述与门5124的输出端与所述VL驱动电路25025的输入端相连；
[0134]所述与门5135的输出端与所述WL驱动电路15016的输入端相连；
[0135]所述与门5134的输出端与所述WL驱动电路25026的输入端相连；
[0136]所述UH驱动电路5001的低压区供电电源负端、所述VH驱动电路5001的低压区供电电源负端、所述WH驱动电路5003的低压区供电电源负端、所述UL驱动电路5004的低压区供电电源负端、所述VL驱动电路5005的低压区供电电源负端、所述WL驱动电路5006的低压区供电电源负端相连，并连接GND。
[0137]所述输出选通电路4400的VBl端与所述UH驱动电路5001的高压区供电电源正端相连；所述输出选通电路4400的VSl端与所述UH驱动电路5001的高压区供电电源负端相连。
[0138]所述输出选通电路4400的VB2端与所述VH驱动电路5002的高压区供电电源正端相连；所述输出选通电路4400的VS2端与所述VH驱动电路5002的高压区供电电源负端相连。
[0139]所述输出选通电路4400的VB3端与所述WH驱动电路5003的高压区供电电源正端相连；所述输出选通电路4400的VS3端与所述WH驱动电路5003的高压区供电电源负端相连。
[0140]其中，所述UH驱动电路5001的功能与现有技术的所述UH驱动电路101完全相同，所述VH驱动电路5002的功能与现有技术的所述VH驱动电路102完全相同，所述WH驱动电路5003的功能与现有技术的所述WH驱动电路103完全相同，所述UL驱动电路15014的功能与现有技术的所述UL驱动电路104完全相同，所述VL驱动电路15015的功能与现有技术的所述VL驱动电路105完全相同，所述WL驱动电路15016的功能与现有技术的所述WL驱动电路106完全相同。
[0141]下面结合图7的具体波形图说明本实施例的工作原理。
[0142]从图3A和图3B可以看出，当压缩机工作在闻频时，相邻两个周期间的占空比的差值为60%，当压缩机工作在低频时，相邻两个周期间的占空比的差值为20%，本具体实施例根据以上条件进行参数设计，根据不同的压缩机驱动算法，有可能间隔数个周期后才能体现出压缩机工作在不同频率下周期占空比间的差异，这时，根据本实施例的设计原理进行相应调整即可。
[0143]图7示出了根据本实用新型的实施例智能功率模块进行时序控制时控制信号的波形示意图。
[0144]如图7所示，WLIN的输入信号经过所述延时电路5217，使信号延迟一个周期到达A203，在经过所述非门5208到达A211，从而在A211点得到比WLIN延迟一个周期的信号；而WLIN的输入信号经过所述非门5201和所述非门5209后，得到与WLIN完全一致的信号，经过所述与门5210后，当压缩机工作在高频时，在A206得到20%占空比的信号，当压缩机工作在低频时，在A206得到40 %占空比的信号。
[0145]WLIN的输入信号经过所述延时电路5317，使信号延迟一个周期到达A303，在经过所述非门5308到达A311，从而在A311点得到比WLIN延迟一个周期的信号；而WLIN的输入信号经过所述非门5301和所述非门5309后，得到与WLIN完全一致的信号，经过所述异或门5310后，当压缩机工作在高频时，在A306得到60%占空比的信号，当压缩机工作在低频时，在A306得到20%占空比的信号。
[0146]A206的信号经过所述非门5217反相后，到达由所述电流源5211、所述电阻5212、所述NMOS管5213、所述电容5214组成的充电电路，当压缩机工作在高频时，有20%周期的时间为电容5214充电，当压缩机工作在低频时，有40%周期的时间为电容5214充电。
[0147]为所述电压源5215设计适当的电压值VA209，使所述电容5214需要30%周期的充电时间才能使所述电容5214的电压达到该值；则当压缩机工作在低频时，所述电压比较器5216的输出端会出现高电平，否则一直保持低电平。
[0148]A306的信号经过所述非门5317反相后，到达由所述电流源5311、所述电阻5312、所述NMOS管5313、所述电容5314组成的充电电路，当压缩机工作在高频时，有60 %周期的时间为电容5214充电，当压缩机工作在低频时，有20%周期的时间为电容5214充电。
[0149]为所述电压源5315设计适当的电压值VA309，使所述电容5314需要30%周期的充电时间才能使所述电容5314的电压达到该值；则当压缩机工作在高频时，所述电压比较器5316的输出端会出现高电平，否则一直保持低电平。
[0150]即当压缩机从工作在低频变为工作在高频时，所述RS触发器的Q输出端变为高电平并保持；当压缩机从工作在高频变为工作在低频时，所述RS触发器的Q输出端变为低电平并保持。
[0151]当所述RS触发器的Q输出端为高电平时，所述与门5115、所述与门5125、所述与门5135的输出分别与ULIN、VLIN、WLIN的输入信号一致，即UL01、VLOUffLOl的信号分别与UL02、VL02、WL02的信号一样，受ULIN、VLIN、WLIN控制；而当所述RS触发器的Q输出端为低电平时，所述与门5115、所述与门5125、所述与门5135的输出保持在低电平，即ULOl、VLOl、WLOl的信号保持在低电平，只有UL02、VL02、WL02的信号受ULIN、VLIN、WLIN控制；从而达到了当压缩机工作在高频时下桥臂的IGBT和低功耗控制元件同时通断，当压缩机工作在低频时下桥臂只有低功耗控制元件通断的目的。
[0152]以下结合图8进一步说明本实用新型各关键器件的参数设计，图8示出了根据本实用新型的实施例的延时电路的结构示意图。
[0153]所述延时电路5217与所述延时电路5317可设计成完全相同，以延迟电路5217为例说明，所述延时电路5217由20个如图8所示的单元串联而成。 [0154]A2011接NMOS管5203的栅极；所述NMOS管5203的衬底与源极相连并接GND ;所述NMOS管5203的漏极接电阻5204的一端，所述电阻5204的另一端接所述电流源5206的正端、电容5205的一端、非门5207的输入端；所述非门5207的输出端接A2031。
[0155]所述电流源5206、所述电阻5204、所述NMOS管5203、所述电容5205、所述非门5207的取值。
[0156]将所述非门5207的阈值Vth设计为5V，所述电容5205的容值Cd设计为100pF，则所述电流源5206的电流Id、为所述电容5205充电的时间td、所述电容5205的电压Vd存在以下关系:
【权利要求】
1.一种功耗控制电路，其特征在于，包括: 低功耗开关元件，并联至智能功率模块中的任一 IGBT管，以构成开关组件； 切换控制模块，连接至所述智能功率模块对应的控制芯片，用于检测所述控制芯片输出的控制信号的相邻两个周期的信号的占空比，并计算所述相邻两个周期的信号的占空比差值，在所述占空比差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，在所述占空比差值小于预定阈值的情况下，仅使所述低功耗开关元件处于工作状态。
2.根据权利要求1所述的功耗控制电路，其特征在于，所述切换控制模块在所述差值大于或等于预定阈值的情况下，使所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，则所述切换控制模块包括: 信号输出电路，连接至所述控制芯片，用于在所述差值大于或等于预定阈值的情况下输出第一信号，以及在所述差值小于预定阈值的情况下输出第二信号； 状态控制电路，连接至所述信号输出电路，用于在所述状态控制电路接收到第一信号时，控制所述任一 IGBT管和所述低功耗开关元件同时处于工作状态，以及在所述状态控制电路接收到第二信号时，控制所述低功耗开关元件处于工作状态。
3.根据权利要求2所述的功耗控制电路，其特征在于，所述信号输出电路包括: 第一信号处理电路 ，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第一切换信号； 第二信号处理电路，连接至所述控制芯片，对所述控制芯片输出的控制信号进行处理，以得到第二切换信号； 第一输出电路，所述第一输出电路包括: 第一电容，所述第一电容连接在信号源和地之间； 第一开关器件和第一电阻，所述第一开关器件与所述第一电阻串联后，并联于所述第一电容的两端，所述第一开关器件还连接至所述第一信号处理电路，用于根据所述第一切换信号进行导通或截止； 第二输出电路，所述第二输出电路包括: 第二电容，所述第二电容连接在信号源和地之间； 第二开关器件和第二电阻，所述第二开关器件与所述第二电阻串联后，并联于所述第二电容的两端，所述第二开关器件还连接至所述第二信号处理电路，用于根据所述第二切换信号进行导通或截止； 第一电压比较器，所述第一电压比较器的第一输入端连接至所述第一电容和所述第一电阻的公共端、第二输入端输入预设电压值，用于将所述第一输出电路输出的第一电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第一启动信号，其中，在所述第一输出电路输出的第一电压大于或等于预设电压值时，输出高电平，在所述第一输出电路输出的第一电压小于预设电压值时，输出低电平； 第二电压比较器，所述第二电压比较器的第一输入端连接至所述第二电容和所述第二电阻的公共端、第二输入端输入所述预设电压值，用于将所述第二输出电路输出的第二电压和预设电压值进行比较，并根据比较结果输出第二启动信号，其中，在所述第二输出电路输出的第二电压大于或等于预设电压值时，输出高电平，在所述第二输出电路输出的第二电压小于预设电压值时，输出低电平； 触发器，所述触发器的第一端连接至所述第一电压比较器的输出端，所述触发器的第二端连接至所述第二电压比较器的输出端，用于根据接收到的第一启动信号和第二启动信号输出所述第一信号或所述第二信号。
4.根据权利要求3所述的功耗控制电路，其特征在于，所述第一信号处理电路包括: 第一延时电路，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期； 第一逻辑电路，所述第一逻辑电路的第一输入端连接至所述第一延时电路的输出端，所述第一逻辑电路的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较； 第一反相器，所述第一反相器的输入端连接至所述第一逻辑电路的输出端，所述第一反相器的输出端连接至所述第一开关器件的控制端，用于对所述第一逻辑电路输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第一开关器件； 所述第二信号处理电路包括: 第二延时电路，连接在信号源和地之间，输入端连接至所述控制芯片的输出端，将所述控制芯片输出的控制信号延迟一个周期； 第二逻辑电路， 所述第二逻辑电路的第一输入端连接至所述第二延时电路的输出端，所述第二逻辑电路的第二输入端连接至所述控制芯片的输出端，用于将所述控制信号和延迟一个周期后的所述控制信号进行比较； 第二反相器，所述第二反相器的输入端连接至所述第二逻辑电路的输出端，所述第二反相器的输出端连接至所述第二开关器件的控制端，用于对所述第二逻辑电路输出的信号进行反相，并使用反相后的信号控制所述第二开关器件。
5.根据权利要求4所述的功耗控制电路，其特征在于，所述第一逻辑电路为逻辑与的门电路，所述第二逻辑电路为逻辑异或的门电路。
6.根据权利要求4所述的功耗控制电路，其特征在于， 所述第一延时电路包括: 第三电阻和第一开关管，所述第三电阻和所述第一开关管串联在所述信号源和地之间，所述第一开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端； 第三电容，并联在所述第三电阻和所述第一开关管的两端； 第三反相器，所述第三反相器的输入端连接至所述第三电容和所述第三电阻的公共端，所述第三反相器的输出端连接至所述第一逻辑电路的输入端； 所述第二延时电路包括: 第四电阻和第二开关管，所述第四电阻和所述第二开关管串联在所述信号源和地之间，所述第二开关管的控制端连接至所述控制芯片的输出端； 第四电容，并联在所述第四电阻和所述第二开关管的两端； 第四反相器，所述第四反相器的输入端连接至所述第四电容和所述第四电阻的公共端，所述第四反相器的输出端连接至所述第二逻辑电路的输入端。
7.根据权利要求2所述的功耗控制电路，其特征在于，所述状态控制电路包括: 第三逻辑电路，所述第三逻辑电路的第一输入端连接至所述触发器的输出端、第二输入端连接至所述控制芯片的输出端、输出端连接至第一驱动电路，用于在接收到所述第一信号的情况下，将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路，在接收到所述第二信号的情况下，阻止来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第一驱动电路； 第四逻辑电路，所述第四逻辑电路的第一输入端和第二输入端均连接至所述控制芯片的信号输出端，用于将来自所述控制芯片的控制信号输出至所述第二驱动电路； 其中，所述第一驱动电路用于对所述任一 IGBT管进行驱动、所述第二驱动电路用于对所述低功耗开关元件进行驱动。
8.根据权利要求7所述的功耗控制电路，其特征在于，所述第三逻辑电路和所述第四逻辑电路为逻辑与的门电路。
9.一种智能功率模块，其特征在于，包括至少一个如权利要求1至8中任一项所述的功耗控制电路。
10.一种变频家 电，其特征在于，包括如权利要求9所述的智能功率模块。
【文档编号】H02M7/5387GK203813690SQ201420117096
【公开日】2014年9月3日 申请日期:2014年3月13日 优先权日:2014年3月13日
【发明者】冯宇翔 申请人:广东美的制冷设备有限公司