一种准z源三电平t型逆变器的制造方法
【专利摘要】本实用新型涉及一种准Z源三电平T型逆变器，该拓扑具有准Z源网络三电平中点钳位(NPC)逆变器相同的升压特性，但是所用开关器件数目较少，效率较高。与三电平T型逆变器相比，本实用新型的拓扑不仅能够实现升/降压功能，而且允许上、下桥臂直通，可靠性明显增加，消除死区时间，防止波形畸变；与Z源三电平二极管钳位逆变器相比，输入端电流连续且纹波较小，输入端不必并联大电容排组；与准Z源两电平逆变器相比，输出电压有中点电位，因此和高频谐波小，所需的滤波器较小，开关频率可以降低，开关损耗较小；它采用SVPWM的方法对逆变器进行控制，采用同该方法可以减少开关次数，降低开关损耗，减少输出电压谐波含量。
【专利说明】-种准Z源三电平T型逆变器
【技术领域】
[0001] 本实用新型涉及一种准Ζ源三电平Τ型逆变器。
【背景技术】
[0002] 随着分布式电源的迅速发展及其对效率要求的不断提升，提高电能质量、减少 谐波污染、提高发电系统的效率是分布式电源发展的关键问题。三电平逆变器相比于 传统的两电平逆变器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰（Electro Magnetic Interference, EMI)少等优点已经在分布式电源及微电网领域得到广泛应用。然而对于燃 料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压并不是恒定的，无法实现较宽直流电压范围的 变流功能和得到较高的交流输出电压。为了满足直流母线较宽的电压范围，研究人员加入 了 DC/DC变换器，即采用两级结构。然而此变换器不仅需要较多的功率器件，在工作过程中 还产生大量的开关损耗，降低系统效率。为了减少因 DC/DC变换器引起的开关损耗对系统 效率的影响，采用Z源网络的两电平逆变器是一种理想的选择。
[0003] Z源两电平逆变器在光伏逆变器、储能、电动汽车、燃料电池等新能源领域应用广 泛。但是随着分布式电源的迅速发展，提高电能质量和功率等级等要求备受关注。Z源多 电平逆变器可以解决上述问题。而Z源三电平中点钳位（neutral point clamped,NPC)逆 变器在光伏逆变器、风力发电机、燃料电池等可再生能源得到广泛的应用，它由一个独立的 直流电源、两个直流侧分压电容、一个Z源网络和一个三电平NPC逆变电路组成。Z源网络 的引入使直通成为一种正常的工作状态，通过控制直通占空比，Z源三电平NPC逆变器可以 实现升压功能，而且不用控制死区时间，防止逆变波形畸变。桥臂直通不会引起功率器件的 损坏，可靠性明显增加。因此，Z源三电平NPC逆变器相对于传统三电平NPC逆变器优势明 显，前景十分广阔。
[0004] Z源三电平二极管钳位逆变器虽然具有升/降压功能，但是存在以下不足：
[0005] Z源网络输入端电流断续，输入端需并联大电容进行滤波；电容电压应力较大。虽 然所有的升压电路中电容电压应力都较大，但是两个高电压等级的电容成本较高，电容之 间的串联系统成本和故障率增加。因此，具有连续输入电流准Z源三电平二极管钳位逆变 器提了出来，由于阻抗源网络输入端电感L1的平波作用，输入端电流连续且纹波较小，因 此输入端不必并联大电容排组。
[0006] 但是，准Z源三电平NPC逆变器需要无源器件太多，会产生大量的功率损耗，这样 会造成系统的效率低。效率和电能质量是保证可再生能源和微电网可靠、稳定、经济运行的 保障。
[0007] 因此，研究一种效率和电能质量最优的拓扑结构至关重要。而对于三电平T型逆 变器，效率和电能质量相对于Z源三电平NPC和Z源两电平逆变器都较好，但是对于燃料电 池、光伏电池等分布式电源的输出电压输出不恒定，无法实现宽输出电压，而且由于死区的 原因导致谐波很大。 实用新型内容
[0008] 为了解决上述问题，本实用新型提出了一种准Z源三电平T型逆变器，准Z源三电 平T型逆变器的直流储能电容C1和C4的电压应力下降非常明显，减少了电容的串联个数， 从而大大地减少硬件成本和故障率，采用SVPWM调制方法，该方法不但可以灵活的实现开 关状态的组合，还具有降低开关损耗和谐波畸变小、直流电压利用率高等优点。
[0009] 为实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：
[0010] 一种准Z源三电平T型逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的 IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接； 在并联的各桥臂输入端连接准Z源网络后接入输入电压源；准Z源中两个电容连接处连接 各相桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动。
[0011] 所述准z源网络包括四个电感和电容，电压源正极连接一个电感后串联二极管和 电感后连接一相桥臂，所述桥臂与二极管的输入端之间连接有一个电容；电压源负极连接 电感后反接一个二极管和电感后连接另一相桥臂，所述桥臂与二极管的输入端之间连接有 一个电容；两个二极管的输出端之间串联有两个电容，两个电容的连接中点连接第三相桥 臂。
[0012] 所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。
[0013] 所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模 块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂 中IGBT管的开通与关断。
[0014] 所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、Z源网络电容电压以及 滤波器输出的三相电压值大小。
[0015] 本实用新型的有益效果是：
[0016] 1、相对于三电平T型逆变器，准Z源三电平T型逆变器不仅可以实现升压，而且由 于直通不会引起功率器件的损坏，可靠性明显增加，消除死区时间，防止波形畸变；
[0017] 2、和准Z源两电平逆变器相比，Z源三电平T型逆变器输出电压有中点电位，因此 和高频谐波小，所需的滤波器较小，由于三电平比两电平更接近正弦波，因此开关频率可以 降低，开关损耗较小；
[0018] 3、和Z源三电平T型逆变器相比，准Z源三电平T型逆变器由于阻抗源网络输入 端电感L1的平波作用，输入端电流连续且纹波较小，因此输入端不必并联大电容排组。
[0019] 4、和准Z源三电平NPC逆变器相比，准Z源三电平T型逆变器减少了元器件数量， 导通损耗更低，效率更高；
[0020] 5、具有高功率、波形质量好等优点，在光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池等 可再生能源领域前景广泛。
【专利附图】
【附图说明】
[0021] 图1为本实用新型系统结构图；
[0022] 图2 (a)为非直通状态下准Z源三电平T型逆变器UaO = Vin/2状态示意图；
[0023] 图2(b)为非直通状态下准Z源三电平T型逆变器因此UaO = 0状态示意图；
[0024] 图2 (c)为非直通状态下准Z源三电平T型逆变器UaO = -Vin/2状态示意图；
[0025] 图3a为准Z源三电平T型逆变器处于非直通状态下等效电路图；
[0026] 图3b为准Ζ源三电平Τ型逆变器处于上直通状态下等效电路图；
[0027] 图3c为准Z源三电平T型逆变器处于下直通状态下等效电路图；
[0028] 图3d为准Z源三电平T型逆变器处于全直通下状态等效电路图。
[0029] 图4a为准Z源三电平的空间矢量图；
[0030] 图4b三电平转化成两电平的开通时间图；
[0031] 图5为采用SVPWM的调制方法实现准Z源三电平T型逆变器升压和逆变控制；
[0032] 图6为准Z源三电平T型逆变器在直通情况下和非直通情况下的运行波形；
[0033] 图7 (a)为SVPWM控制下直通时间T0 = 0的波形；
[0034] 图7 (b)为SVPWM控制下直通时间T0 = 0· 1的波形；
[0035] 图8 (a)为准Z源三电平T型逆变器和Z源三电平NPC逆变器在非直通的运行波 形；
[0036] 图8 (b)为准Z源三电平T型逆变器和Z源三电平NPC逆变器在上、下直通情况下 的运行波形；
[0037] 图9为准Z源三电平NPC逆变器结构图；
[0038] 图10为准Z源三电平T型逆变器的控制电路图。
【具体实施方式】
[0039] 下面结合附图与实施例对本实用新型做进一步说明。
[0040] 如图1所示，一种准Z源三电平T型逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括 两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与 电阻连接；在并联的各桥臂输入端连接准Z源网络后接入输入电压源；准Z源中两个电容 连接处连接各相桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动。
[0041] 所述准Z源网络包括四个电感和电容，电压源正极连接一个电感后串联二极管和 电感后连接一相桥臂，所述桥臂与二极管的输入端之间连接有一个电容；电压源负极连接 电感后反接一个二极管和电感后连接另一相桥臂，所述桥臂与二极管的输入端之间连接有 一个电容；两个二极管的输出端之间串联有两个电容，两个电容的连接中点连接第三相桥 臂。
[0042] 所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。
[0043] 所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模 块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂 中IGBT管的开通与关断。
[0044] 所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、Z源网络电容电压以及 滤波器输出的三相电压值大小。系统输出端与负载相连。
[0045] 对于准Z源三电平T型逆变器，采用SPWM的方法，会使最终的输出电压包含大量 的谐波，影响输出电压的波形质量。而采用SVPWM的方式控制PWM输出可以改善电压波形 质量和提高直流电压利用率。因此本实用新型采用SVPWM的方法实现对准Z源三电平T型 逆变器的控制。
[0046] 信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的 模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。 数字信号的处理以及SVPWM控制、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电 路去控制IGBT管的开通与关断。
[0047] 图2 (a) - (c)为准Z源三电平T型逆变器在非直通情况下，逆变部分结构及电路原 理图。具体控制方式如下：
[0048] 调制波为三相正弦波，即
[0049] ua = sin ω t
[0050] ub = sin (ω t_120。）
[0051] uc = sin (ω t~240° )；
[0052] 载波为在相位上相差180°的三角波。
[0053] 以a相为例，假设电流向右侧流为正，开关序列生成方式如下：
[0054] 如果 Ua>CAl 并且 Ua>CA2,则开关序列（Ual, Ua2, Ua3, Ua4) = (1，1，0, 0) = P。由 图2(a)可知，当i>0时，当Ual开通时，虽然Ua2开通，但是没有电流流过Ua2, Ua3，Ua4关 断。当 i〈0 时，Ual，Ua2，Ua3，Ua4关断。此时Ua0 = Vin/2·
[0055] 如果 Ua〈CAl 并且 Ua〈CA2,则开关序列（Ual, Ua2, Ua3, Ua4) = (0, 0, 1，1) = N。由 图2(c)可知，当i〈0时，Ua4开通时，虽然Ua3开通，但是没有电流流过Ua3，Ua，l，Ua2关断。 当 i>0 时，Ual，Ua2, Ua3, Ua4 关断。因此 UaO = -Vin/2.
[0056] 如果 Ua〈CAl 并且 Ua>CA2,则开关序列（Ual, Ua2, Ua3, Ua4) = (0, 1，1，0) = 0。由 图2(b)可知，当i>0时，Ua2开通，Ual，Ua3，Ua4关断。因此UaO = 0。
[0057] 如果 Ua〈CAl 并且 Ua>CA2,则开关序列（Ual, Ua2, Ua3, Ua4) = (0, 1，1，0) = 0。由 图2(b)可知，当i〈0时，Ua3开通，Ual，Ua2，Ua4关断。因此UaO = 0。
[0058] 图3a为准Z源三电平T型逆变器处于非直通状态下等效电路图；图3b为准Z源 三电平T型逆变器处于上直通状态下等效电路图；图3c为准Z源三电平T型逆变器处于下 直通状态下等效电路图；图3d为准Z源三电平T型逆变器处于全直通下状态等效电路图。 通过公式推导可知，当升压因子B= 1时，Z源三电平T型逆变器工作在传统降压模式；当 升压因子B>1时，则工作在升压模式。
[0059] 图4a为准Z源三电平的空间矢量图，分解为6个小六角形。图4b为三相参考电 压进行修正后，将三电平转化成两电平的SVPWM矢量图I。
[0060] 图5为SVPWM调制方法得到的一个周期内的开关波形，三电平的开关切换时刻与 两电平的完全相同。因此可以将上、下直通加到等效零矢量中。
[0061] 图6为上、下直通的注入方法；对于准Z源三电平T型逆变器，直通状态的注入不 能对桥臂的输出电压产生影响，对于SVPWM控制，{0, 0, 0}状态不能产生全直通，因此只有 上直通和下直通，而且上、下直通只能产生在等效零矢量中。其中，{〇,〇,〇}状态指并联的 三相桥臂的IGBT管均处于{0}状态。{0}状态为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别 为（0, 1，1，0) ; {N}状态为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别为（0, 0, 1，1) ; {P}状态 为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别为（1，1，0, 0)。
[0062] 上直通只能发生在{0}、{N}状态的等效矢量的作用时间内，下直通只能发生在 {0}、{P}状态等效矢量的作用时间内。选择开关状态转换最少的桥臂产生直通，在任意 时刻，对开通时间的Tmax，即Tu，T v，Tw中的最大值，增加 ?；的上直通，同时对开通时间的 Tmax，即TU，TV，TW中的最小值，减少?；的下直通，保持调制信号的Tmid，即Tu，Tv，Tw中的 中间值不变。得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比，最后将得到的PWM信号送 到驱动电路。
[0063] 图7 (a)为SVPWM控制下直通时间T0 = 0的波形，图7 (b)为SVPWM控制下直通时 间T0 = 0. 1的波形。直通时间T0 = 0时，设定调制度Μ为0.8。图中依次输出的是相电 压、相电流、线电压、Vdc电压、准Ζ源网络中间电容电压。准Ζ源三电平Τ型逆变器没有升 压，因此线电压的峰值等于200V。直通时间T0 = 0. 1时，由公式可知升压因子B = 1. 25， 因此理论相电压值为160*1. 25/1. 732 = 115V，实际测量值为114V。由公式可得理论升压 值Vdc为250V，而实际测量值为249V。电流没有受到直通信号的影响而发生畸变。准Z源 网络的电容电压由相关公式可得112V，实际测量值为111V。另外Vdc电压在125V到250V 变化实现升压和逆变功能。仿真结果表明准Z源三电平T型逆变器可以使线电压升到设定 的值而不影响输出电流的波形质量。
[0064] 图8 (a)、图8 (b)为准Z源三电平NPC逆变器和准Z源三电平T型逆变器采用SVPWM 方法进行仿真对比。从图中、表1可以看出，准Z源三电平T型逆变器与准Z源三电平NPC 逆变器在相同的调制策略下，谐波小，波形质量相当。
[0065] 表1PD调制策略下谐波比较
[0066]
【权利要求】
1. 一种准Z源三电平T型逆变器，其特征是：包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个 串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻 连接；在并联的各桥臂输入端连接准Ζ源网络后接入输入电压源；准Ζ源中两个电容连接 处连接各相桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动。
2. 如权利要求1所述的一种准Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述准Z源网络包 括四个电感和电容，电压源正极连接一个电感后串联二极管和电感后连接一相桥臂，所述 桥臂与二极管的输入端之间连接有一个电容；电压源负极连接电感后反接一个二极管和电 感后连接另一相桥臂，所述桥臂与二极管的输入端之间连接有一个电容；两个二极管的输 出端之间串联有两个电容，两个电容的连接中点连接第三相桥臂。
3. 如权利要求1所述的一种准Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述滤波器为LC滤 波电路，且其中的电容公共端接地。
4. 如权利要求1所述的一种准Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述控制电路包括 保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向 通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
5. 如权利要求4所述的一种准Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述采样调理电路 采集输入电压源的直流电压、直流电流、Z源网络电容电压以及滤波器输出的三相电压值大 小。
【文档编号】H02M7/5395GK204103797SQ201420400960
【公开日】2015年1月14日 申请日期:2014年7月18日 优先权日:2014年7月18日
【发明者】张承慧, 邢相洋, 陈阿莲 申请人:山东大学