技术领域本发明涉及一种电源装置(powersupplydevice)，用于将输入电压转变为输出电压，其包括至少一个切换级(switchingstage)，其通过脉宽调制电路以时钟控制的方式控制；其中提供有控制电路，其影响所述脉宽调制电路以改变所述输出电压的电平并且限制电源装置的输出电流。本发明进一步还涉及一种用于限制电源装置的输出电流的方法。
背景技术：
在这种类型的电源装置中，利用切换级将输入电压转变为交流电压，该交流电压的频率通常在千赫范围内。这种输入侧的较高频率的交流电压利用例如变压器被转换为输出侧的、较高频率的、更低或更高的交流电压，然后再次被整流。电源装置在此情况下可实施为直流变换器，也被称为DC/DC变换器(DC＝直流)，其中作为输入电压的直流电压被转变为作为输出电压的直流电压。电源装置也可实施为所谓的切换模式电源装置，其中作为输入电压的主交流电压被整流，然后被转变为输出直流电压。为了稳定由电源装置供应的输出直流电压，这样的电源装置装备有控制电路，该控制电路以独立于所连接负载的方式将输出电压控制在可能的最恒定值。这可以通过在脉宽调制方法(PWM)中改变切换级的、时钟控制的启动的频率和/或脉宽或占空因数而实现。为此目的，电源装置具有PWM切换级，该PWM切换级受到控制电路的影响。除了尽可能保持最恒定的输出电压以外，控制电路还典型地进行电流限制，其中，通过在电流值到达时向下调节输出电压，将所供应的输出电流限制在预设值，从而不会超过预设的最大电流值。特别地，在将几安培至几十安培的范围内的高电流供应到电源系统的电源装置的情况下，这样的系统设置有过电流保护器，例如安全熔断器、或例如热和/或磁过电流保护装置、或这些保护元件的组合。过电流保护装置防止部件和/或导线过热，特别是在故障的情况下。不过，安全熔断器和前述热或磁过电流保护装置的动作很慢，而且还需要断路电流，而断路电流可能等于保护器设计的标称电流(额定电流)的数倍。具有直接在电源单元处以单元频率操作的变压器的电源单元通常能够供应足够高的输出电流(其为额定电流的数倍)，至少持续足够时段，以确保保护器可靠断路。不过，对于在背景介绍部分中所述类型的电源装置，针对切换模式电源装置的热过载进行防护的电流极限通常地被设定为额定输出电流的约1.1至1.5倍。另外，切换模式电源装置的电流极限的操作很快，使得在没有额外措施的情况下，下游连接的保护元件的断路将过晚或不可靠。为了确保例如下游连接的安全熔断器或者下游连接的热或磁过电流保护装置的可靠断路(即使在时钟控制的电源装置的情况下)，文献DE102005031833A1公开一种电源装置，其中，可供应非常高的输出电流(例如为额定电流的5至10倍)持续预定长的时间，并在预定时间过后，电流极限恢复到较低值，例如额定电流的1.1至1.5倍。在所述预定时间期间具有较高的最大电流可用，用于使下游连接的安全熔断器或下游连接的过电流保护装置可靠断路。一旦预定时间过后，仅稳定供应略高于额定电流的最大电流。在未在下游提供保护装置或者保护装置尚未断路的情况下，向下调节至略微提升的最大电流可防止电源装置热过载。尤其在故障情况下，虽然流经电流被提升，不过其并不足够高，不足以使所述预定时间足以使保护装置断路，此时可能发生保护装置尚未断路的情况。这导致不希望出现的操作状态，即，提升的电流继续供应给系统。
技术实现要素：
因此，本发明的目的在于：提供一种电源装置，其具有时钟控制的切换级，其中下游连接的过电流保护装置即使在过电流情况下(其中外部过电流保护装置在预定时间内未断路)也将断路。这一目的通过一种电源装置和一种用于限制电源装置的输出电流的方法而实现，其具有相应独立权利要求的特征。有利的实施方案和增强方案是从属权利要求的主题。在根据本发明的在背景介绍部分中所述类型的电源装置中，控制电路被构造为使得：输出电流在被限制到提升的最大电流时持续的时段取决于输出电流的电平。因此，流经以使下游连接的过电流保护装置断路的、提升的最大电流在预定的(因而可能过短)时段中不可用，而相反地，根据情况，在其持续时间取决于在特定过电流情况下流经的电流的电平的时段则是可用的。提升的最大电流优选地为电源装置的额定电流的5至10倍，常规最大电流约为额定电流的1.1至1.5倍。在电源装置的有利的实施方案中，所述时段越长，则在所述时段中所述输出电流与限定过电流情况的所述阈值之间的差别越小。例如，所述阈值可被设定至常规最大电流的值。在此实施方案中，不是很高的输出电流在故障情况下能够流经更长时间，直到电源装置从提升的最大电流向下调节至常规最大电流。结果形成的最大电流的时间特性有益于在电源装置下游连接的安全熔断器或者热或磁过电流保护装置的断路。在很高电流(例如对应于保护装置的额定电流的10倍)的情况下，与较低电流(例如对应于保护装置的额定电流的仅5倍)相比，使保护装置断路需要更短时间。由于电源装置的热负载在具有较低最大电流时比具有较高最大电流时更低，因而电源装置能够在没有电源装置热过载风险的情况下提供这种时间特性，而同时供应所述提升的最大电流。限流电路的时间特性也使得能够以高的起动电流驱动负载，如通常在发动机负载或电容性负载的情况中那样。与例如具有为额定电流电平的10倍的过电流的短路相比，发动机起动电流(例如约为电源装置的额定电流的2.5倍)于是能够被供应相应更长的时间。电源装置也可为直流/直流(DC/DC)变换器，或交流/直流(AC/DC)变换器例如切换模式电源装置。后者可被实施为连接到单相的或多相的电网，例如三相电网。输入电压的范围可为10至800伏特(V)，而额定电流的范围可从几安培至几十安培(A)。提升的最大电流可利用储能器(例如电容器)供应。不过，按照电流承载电容，电源装置也可被实现为使得：用于供应输出电流的电容在电源装置的输入端处直接提供。在电源装置的有利实施方案中，所述装置具有第一比较级，其用于将正比于所述输出电流的电压与第一基准值比较，其中所述第一基准值对应于当前最大电流的电平。该电流由此被限制至最大电流。电源装置优选地进一步具有积分电路，通过该积分电路，所述的正比于所述输出电流的电压滤波后被供应给第二比较级，所述第二比较级将滤波后的电压与对应于所述常规最大电流的第二基准值比较，其中所述第二比较级的输出以使其影响所述第一基准值的电平的方式耦合到所述第一比较级。因此一旦积分电路的积分元件已“充电”，则设定的最大电流从提升的最大值降低至常规最大值。所述积分实现了基于在故障情况下流经的电流的电平对供应所述提升的最大电流的时段中的动态调节。所述积分电路优选地具有在低通组件中的电容器(作为积分元件)和至少一个充电和/或放电电阻器。在此情况下，可提供具有串联连接的二极管的充电电阻器和具有串联连接的额外二极管的放电电阻器，这两个串联电路相对于所述二极管或所述额外二极管而反平行地相互连接。电流极限的时间特性利用充电和/或放电电阻器调节。为此目的，可使用共用的充电和放电电阻器，或者可替代地使用分立的充电电阻器和放电电阻器，其中在电阻器中的电流方向及其功能(充电/放电)总是通过与二极管或额外二极管的串联连接而确定。当在电源装置输出端处的输出电流降回到低于常规最大电流(由于下游连接的保护装置的断路或者由于故障校正)时，将经由放电电阻器使电容器放电。仅在电容器已经放电而低于第二基准值之后，所述提升的最大电流才再次可用于下一次故障。可以通过选择放电电阻器而选择放电时间常数，使得电源装置仅在电源装置已经再次充分冷却之后才能第二次供应提升的最大电流。使电容器放电的时间常数因而优选地被调节至用于冷却所述电源装置的典型时间常数。在进一步优选的实施方案中，热敏电阻器、特别是PTC(正温度系数)电阻器，额外地布置在所述放电电阻器和所述额外二极管的所述串联电路中。使电容器放电的时间常数由此被实施为热敏的。当电源装置或者与热敏电阻器热接触的部件的温度更高时，使电容器放电的时间常数延长，因此，当电源装置的温度提升时，使在其期间没有供应提升的最大电流的再生时间延长。根据本发明，一种用于限制电源装置的输出电流的方法包括以下步骤：输出电流的电流极限被设定至提升的最大电流。当探测到高于阈值的输出电流时，高于阈值但低于提升的最大电流电平的输出电流供应持续一个时段，该时段的长度取决于探测到的输出电流的电平。然后调节所述输出电流的电流极限至常规最大电流，其中，所述常规最大电流低于所述提升的最大电流。此方法可特别地在前述电源装置中实现。结合根据本发明的电源装置描述的优点可实现。在所述方法的有利的实施方案中，在进一步的时段之后，所述电流极限恢复到所述提升的最大电流。这种额外的时段的持续长度优选地可取决于在所述电流极限被设定至所述常规最大电流的时间期间探测到的输出电流的电平。更优选地，所述额外时段的持续长度可取决于电源装置中测得的温度。在所述方法的有利的实施方案中，所述时段的持续长度、且可选地所述额外时段的持续长度通过体现出所述输出电流的电压的积分而确定。所述积分以简单方式形成关于所述时段或所述额外时段的持续长度取决于流经电流电平的适合的时间特性。在所述时段的持续长度中不保持恒定的电流也考虑在内。对电流的积分基本上还描述在过电流时段中电源装置所受到的热负载。可供应高于常规最大电流的电流的时段的持续时间因而可根据在此时段中电源装置或其温度相关部件的设定温度而调节。附图说明在下文中，将通过示例性实施方案参照附图更详细地描述本发明。附图中显示：图1是电源装置的电路示意图；图2是在一个示例性实施方案中的电源装置的控制电路的一部分的详细电路图；图3是在另一示例性实施方案中的电源装置的控制电路的一部分的详细电路图；具体实施方式图1显示出作为电源单元示例的切换模式(switched-mode)电源装置1的方块电路图。图1的切换模式电源装置1被设置用于将输入电压UE(在此情况下为输入交流电压)转变为输出电压UA(在此情况下为输出直流电压)。输入电压UE利用整流器2转变为脉冲直流电压U1，该脉冲直流电压U1利用平滑组件3被平滑和/或滤波。为此目的，平滑组件3具有第一平滑电容器C1。可替代地，有源功率因数校正电路(PFC＝功率因数校正)也可用作整流器2。直流U1经由具有切换元件41的切换级4以时钟控制(clocked)方式被馈送到变压器5的初级侧(I)绕组。切换级4将直流电压U1转变为更高频率的交流电压U2，该交流电压U2的频率显著高于输入交流电压UE的频率。交流电压U3通过变压器5被转变为更小量的(或者在特定应用中也可为更大量的)次级侧(II)的更高频率的交流电压U3。次级侧的更高频率的交流电压U3然后在次级侧整流器6中被再次整流为次级侧直流电压并在次级侧平滑组件7中被平滑和/或滤波。为此目的，在此情况下，次级侧平滑组件7例如具有额外的平滑电容器C2。不过，在原理上，优选的是采用更复杂的电路，其包括多个尤其是离散的部件(未示出)，用于次级侧平滑组件7。次级侧平滑组件7的输出电压是电源装置1的输出电压UA，该输出电压UA在此情况下相对于基准电势GND为正。为了使输出电压UA即使对于变化的负载10也保持稳定，提供控制电路8，控制电路8将输出电压UA与基准电压比较，并基于这种比较而影响脉宽调制(PWM)电路9。PWM电路9基于来自控制电路8的数据而控制切换级4并修改切换级4的时钟参数，特别是时序比(timingratio)，不过可选地还有时序频率(timingfrequency)，由此影响输出电压UA。这样，形成控制电路，由此使输出电压UA保持在所希望的预定值。除了这种电压控制以外，还提供电流控制，在此过程中，在切换模式电源装置1的输出处流经并被传输到负载10的电流IA通过电流传感器81测量，控制电路被构造为：通过降低电压UA而将电流IA限制至可规定的最大电流。电流传感器81可被布置在所示位置，在平滑组件7的上游且处于所述组件与负载10之间，而对功能方法没有任何显著影响。利用控制电路8限制电流的细节将在下文中参照图2和图3描述。这种类型的切换模式电源装置1常常还具有滤波器(未示出)，该滤波器用于在整流之前对输入交流电压UE滤波，以滤掉谐波、过电压、和/或电源(mains-borne)干扰。在次级侧，变压器5也可具有多个次级绕组(未示出)，次级绕组可用于生成不同电平的次级侧交流电压。在切换模式电源装置1的此实施方案中，于是会提供多个整流器6和平滑组件7，用于不同次级侧交流电压中的每一个。图2更详细显示出切换模式电源装置1的控制电路8的一部分。在此例示出在控制电路8内用于限制电流的电路。在这种类型的切换模式电源装置中用于控制电压的电路在原理上是已知的，因而在本申请中将不会更详细描述。控制电路8具有评估放大器82，其用于电流传感器81的信号。评估放大器82连接到电流传感器81并具有输出端，在此输出端处输出正比于测得电流IA的电压。分流电阻器可用作电流传感器81，在此情况下，分流电阻器处的电压下降是流经电流IA的测量值。可替代地，霍尔传感器可用于电流测量。由评估放大器82发出的电压信号被馈送到第一比较级83，第一比较级83具有运算放大器831作为比较器。正比于输出电流IA的信号被馈送到运算放大器831的非反相(non-inverting)输入端，而第一比较电压(在当前情况下由基准电压Uref和分压器生成)被馈送到反相输入端。为此目的，运算放大器831的反相输入端经由电阻器832连接到基准电压源并且还经由进一步的电阻器833连接到基准电势GND。此外，运算放大器831的反相输入端进一步经由额外的电阻器834连接到第二比较级84的输出端。初始时，假定第二比较级84的输出端相对于基准电势GND处于正基准电势。在此情况下，在运算放大器831的反相输入端处的电势源自经由电阻器832的基准电压Uref，或者，源自所述正电势以及一方面的额外电阻器834和另一方面的额外电阻器833。电阻值或电势在此情况下被选择而使得：在运算放大器831的输出端处、及由此在第一比较级83的输出端处，当切换模式电源装置1的输出电流IA大于或等于规定的提升的最大电流I’max时，建立正电势。电流I’max在此情况下被选择为大电流，范围在切换模式电源装置1的输出额定电流Inenn的5至10倍。当正电势存在于第一运算放大器831的输出端处时，光耦合器(optocoupler)86的发光二极管经由电压下降电阻器(图中未详细示出)而切换，其中光耦合器86影响控制电路8的电压控制分支(在此未示出)，导致输出电压UA减小。切换模式电源装置1由此通过第一控制电路83经由光耦合器86被限制到提升的最大电流I’max。第二比较级84同样具有运算放大器841作为比较器，第二基准值在非反相输入端处馈送到运算放大器841。此第二基准值由基准电压Uref利用包括电阻器842和843的分压器而相对于基准电势GND形成。将与此基准值比较的值馈送到运算放大器841的反相输入端。当第二比较级84的输入电压低于第二基准值时，第二比较级84在其输出端供应上述的正电压值。如果在第二比较级84的输入端处的电压超过第二基准值，则负电势或基准电势GND(取决于运算放大器841的供应电压)将作为第二比较级84的输出端处的输出。第一比较级83的运算放大器831的反相输入端处存在的第一基准值经由电阻器834取决于第二比较级84的输出端处的电势。更特别地，当在第二比较级84的输入端处超过第二基准值时，电流极限从规定的提升的最大电流I’max减小至常规最大电流Imax。这样，两个比较级83、84的相互连接使得输出电流IA的极限至提升的最大电流I’max或者至常规最大电流Imax。常规最大电流Imax可通过选择电阻器832、833、834的电阻值并通过第二比较级84的运算放大器841的输出端处存在的电势而确定。常规最大电流Imax的设定值的范围有利地为切换模式电源装置1的输出额定值Inenn的1.1至约1.5倍。在两个最大电流I’max、Imax之间的切换利用积分电路85实现，积分电路85连接到第二比较级84的输入端的上游。在输入侧，积分电路85连接到评估放大器82的输出端，并因而按照与第一比较级83的输入端相同的方式被供应以正比于输出电流IA的电压。积分电路85具有充电电阻器851，充电电阻器851连接到输入端并经由二极管852连接到电容器855，电容器855连接到基准电势GND。与充电电阻器851和二极管852并联连接的是具有串联电路的分支，该串联电路包括放电电阻器853和额外二极管854。额外二极管854在与二极管852相反的方向上布置。积分电路85因而被构造为低通电路，不过电容器855以及由此的积分电路85的输出端经由充电电阻器851被充电至相对于基准电势GND为正的电势，电容器855经由放电电阻器853放电。通过适当选择电阻器851和853的电阻值，可选择电容器855的不同的充放电时间常数。在原理上，仅包括一个共用充电和放电电阻器的电路也是可以想到的，这将形成相等的电阻器充放电的时间常数。此外，与电容器855并联地，布置有额外的放电电阻器856，额外的放电电阻器856相对于充电电阻器851和放电电阻器853具有高电阻值，并且基本用于使电容器855放电，即使在切换模式电源装置1关断时也是如此。在切换模式电源装置1的操作过程中，积分电路85的输出基本依从于在评估放大器82的输出端供应且反映输出电流IA的电压。在故障情况下(例如，切换模式电源装置1的输出端发生短路)，输出电流IA将从低于输出额定电流Inenn的值增大至提升的最大值I’max的最大值(其在第一比较级83处调节)，这是因为，在积分短路85的输出端的电压首先低于第二基准电压。积分电路85的输出端处的这种电压仅缓慢地依从于评估放大器82的输出端处的电压跳变，即，随着由充电电阻器851的电阻值和电容器855的电容确定的时间常数而变。只要积分电路85的输出保持低于第二基准值，则电流极限将保持在提升的最大值I’max。一旦其超过第二基准值，则电流极限降低至常规最大电流Imax。切换模式电源装置在此状态下于是可选地保持稳态。在故障情况下，如果输出电流IA增大至高于常规最大电流Imax但未达到提升的最大电流I’max的电流值，则在积分短路85的输出端的电压超过第二基准值之前将花费相应更长的时间。因此，在故障情况下，不是很高的输出电流IA在切换模式电源装置1从提升的最大电流I’max向下调节至常规最大电流Imax之前能够继续流经更长时间。这形成最大供应输出电流(其取决于输出电流电平IA)的时间依赖性。这种特性对于连接到切换模式电源装置1的下游的安全熔断器或者热或磁过电流保护装置的断路(tripping)具有有利的影响。在很高电流(例如对应于保护装置的额定电流的10倍)的情况下，与较低电流(其例如仅为保护装置的额定电流的5倍)相比，对于使保护装置断路需要更少时间。由于热负载在切换模式电源装置1具有较低最大电流时比具有较高最大电流时更低，因而切换模式电源装置1能够在没有切换模式电源装置1的热过载风险的情况下供应这种时间特性，而同时供应所述提升的最大电流。限流电路的时间特性也能够以高的起动电流驱动负载，如典型地在发动机负载或电容性负载的情况中那样。与具有10倍于额定电流电平的过电流的短路相比，发动机起动电流(例如，约为电源装置的额定电流的2.5倍)于是能够被供应相应更长的时间。当切换模式电源装置1的输出端处的输出电流IA下降回到低于常规最大电流Imax时(由于保护装置断路或故障校正所致)，电容器855经由额外二极管854和放电电阻器853放电。当电容器855放电而低于第二基准值时，在下一次发生故障时，提升的最大电流I’max将会再次初始可用。可通过选择电阻器853而选择放电的时间常数，使得切换模式电源装置1仅在切换模式电源装置1已经充分冷却之后才能够再次供应增大的最大电流。放电电容器855的时间常数因而优选地被适配至用于冷却切换模式电源装置1的典型时间常数。以与图2相同的方式，图3显示出根据本发明的切换模式电源装置1的控制电路8的一部分的进一步的示例性实施方案。相似的或功能上相似的元件在此示例性实施方案中通过相同的附图标记标示。根据其基本结构，图3中所示电路对应于图2中所示电路，在此提供对其的描述。与图2的示例性实施方案对比而言，额外的放电电阻器857被设置在积分电路85的放电分支中，在额外二极管854和放电电阻器853的串联电路内，所述额外放电电阻器具有热敏电阻值并特别地由PTC(正温度系数)电阻器形成。额外的放电电阻器857基于切换模式电源装置1的温度、特别是基于部件的温度(该部件的温度根据负载而显著改变)、例如输出侧整流器级6的温度而改变其电阻值。电容器855放电的时间常数因而取决于温度。当切换模式电源装置1或与额外放电电阻器857热接触的部件的温度更高时，电容器855的放电的时间常数延长。因此，当切换模式电源装置1处于提升的温度下时，可用于切换模式电源装置1的再生时间(在其过程中切换模式电源装置1不能供应提升的最大电流I’max)延长。附图标记的清单：1切换模式电源装置2整流器3平滑组件4切换级41切换元件5变压器6输出侧整流器7输出侧平滑组件8控制电路81电流传感器82评估放大器83第一比较级84第二比较级85积分电路86光耦合器831运算放大器832至834电阻器841运算放大器/比较器842,843电阻器851充电电阻器852二极管853放电电阻器854额外二极管855电容器9PWM电路10负载C1,C2平滑电容器UE输入电压UA输出电压U1直流电压U2初级电压U3次级电压Uref基准电压GND基准电势I变压器/电网部件的初级侧II变压器/电网部件的次级侧Inenn输出额定电流Imax常规最大电流I’max提升的最大电流