换向单元、电力变换器和具有动态控制的电压增益的补偿电路的制作方法

本公开涉及电力电子装置的领域。更具体地，本公开涉及被配置用于在电力电子开关的关断时限制切换过压的换向单元(commutation cell)。本公开进一步涉及用于在换向单元中使用的动态控制的补偿电路、和包括具有动态控制的补偿电路的换向单元的电力变换器。

背景技术：

换向单元通常在需要电压源的变换的电力电子系统中使用，该电力电子系统包括DC-DC变换器和DC-AC变换器两者，所述DC-AC变换器通常被称为逆变器。具有为电力变换器电路(诸如在电力和/或电力混合汽车应用中使用的电路)预留的有限空间，并且给定半导体的高成本，对于这些换向单元的集成的需求增加。

降低电力变换器电路中半导体占用的空间的已知方式是增加它们的效率，以由此允许降低它们的冷却表面的尺寸。

传统电力变换器电路中存在的电力电子开关中的损耗主要由两个来源引起；传导损耗和切换损耗。降低切换损耗的一种方式一般通过加速电力电子开关的接通和关断。然而，电力电子开关的快速关断生成它们的高频环路的寄生(杂散)电感中的过压。由此通常需要减慢电力电子开关的关断，以保护它们免受过压。这可严重影响传统电力变换器电路的总体效率。

图1是诸如在传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向单元的理想化电路图。换向单元10将来自电压源12(或来自电容器)的DC电压Vbus变换为通常生成对于负载14合适的电压Vout的电流源Iout(或电感)，所述负载14可以是阻性负载、电机等。换向单元10包括续流二极管16和受控电力电子开关18，例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)。使用电容器20(Cin)来限制电压源12的电压Vbus的变化，并且使用电感器32来限制输出电流Iout的变化。栅极驱动器(图1中未示出但是后面图上示出)控制电力电子开关18的接通和关断。图1图示了换向单元10、负载14、和电压源12的配置，其中能量从电压源12流到负载14，即在图上从左到右。换向单元10也能在其中能量按照相对方向流动的相反配置中使用。

当接通时，电力电子开关18允许电流经过其从其集电极22流到其发射极24；这时，电力电子开关18能被近似为闭合电路。当关断时，电力电子开关18不允许电流流经并成为开路。

栅极驱动器在电力电子开关18的栅极26和发射极24之间施加可变控制电压。对于诸如双极晶体管的一些类型的电力电子开关，栅极驱动器可担当电流源代替电压源。一般来说，当栅极26和发射极24之间施加的电压为“高”时，电力电子开关18允许从集电极22到发射极24的电流经过。当栅极26和发射极24之间施加的电压为“低”时，电力电子开关18阻止电流经过。更详细地，栅极26和发射极24之间的压差(标注为Vge)由栅极驱动器控制。当Vge大于电力电子开关18的阈值Vge(th)时，开关18接通并且集电极22和发射极24之间的电压Vce变为接近零。当Vge低于Vge(th)时，电力电子开关18关断并且Vce最终达到Vbus。

当电力电子开关18接通时，电流Iout从电压源12(并暂时从电容器20)流经负载14并流经集电极22和发射极24。当电力电子开关18关断时，电流Iout从负载14循环并在续流二极管16中经过。由此可观察到，电力电子开关18和续流二极管16级联操作。按照高频率的电力电子开关18的接通和关断允许输出电感Lout 32中的电流Iout保持相当恒定。

应观察到，在其他电力电子开关类型(例如，双极晶体管)的情况下，术语“栅极”可由“基极”替换，与电压控制的栅极相对，基极由电流控制。这些区别不改变换向单元10的总体操作原理。

图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向单元的另一电路图。与图1的理想化模型相反，实际换向单元的组件之间的连接定义寄生电感。尽管寄生电感分布在换向单元10内的各个地点，但是图2中呈现的适当模型示出了代表总体寄生电感的两(2)个区别电感，包括电力电子开关18的发射极电感30、和代表由续流二极管16、电力电子开关18和电容器20形成的高频环路36周围的所有其他寄生电感(除了发射极电感30之外)的电感34。高频环路36是其中在电力电子开关18的切换时电流显著改变的路径。应注意到，输出电感Lout32不是高频环路的一部分，因为其电流贯穿换向周期保持相当恒定。

图3是进一步示出了栅极驱动器40的传统换向单元的电路图。为了简化说明，换向单元10的一些元件没有在图3上示出。图3进一步示出了具有正电源电压42和负电源电压44的栅极驱动器40，栅极驱动器40的输出端46经由栅极电阻器Rg连接到电力电子开关18的栅极26。栅极驱动器40的正电源电压42具有标注为+Vcc的值，例如地基准(后面图中示出)之上的+15伏，而负电源电压44具有标注为-Vdd的值，例如地基准之下的-5伏。栅极驱动器40的输入端48连接到换向单元10的控制器(未示出)，如本领域公知的那样。栅极驱动器40的输出端46处的电压增大到+Vcc并降低到-Vdd，以便控制栅极26处的电压。栅极26到发射极的输入电阻可非常高，特别是在IGBT的情况下。然而，当栅极驱动器40在+Vcc和-Vdd之间交替时，在栅极22和发射极24之间存在的寄生密勒电容Cge(后面图上示出)使得一些电流从输出端46流出。作为电力电子开关18的寄生电容Cge和期望切换速率的函数，来选择栅极电阻器的值Rg，使得栅极26处的电压按照对于期望切换速率合适的速率改变。

在图3上，流经电力电子开关18和发射极寄生电感30的电流Iigbt，当电力电子开关18闭合时，本质上等于Iout，并且当电力电子开关18断开时，迅速降低为零(基本上)。

当电力电子开关18接通或关断时，流经其的电流Iigbt按照快速率增加或减少。Iigbt的这些变化(标注为di/dt)根据公知公式(1)生成电感30和34两端的电压：

其中VL是电感两端感应的电压并且L是电感值。

在寄生电感34两端生成电压VLs，并且在发射极寄生电感30两端生成电压VLe。在图2和3上，当Iigbt电流非常快地减少、di/dt由此取负值时，包括发射极电感30的高频环路电感34两端示出的极性反映在电力电子开关18关断时获得的电压。在电力电子开关18的接通时，包括发射极电感30的高频环路电感34两端的电压处于相对方向。

这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串联。当电力电子开关18关断时，集电极22到发射极24电压增加，直到续流二极管16接通为止。那时，Vbus、VLs和VLe的相加导致在电力电子开关18的集电极22和发射极24之间施加的重要过压。尽管电力电子开关被额定(rated)在某一电压电平用于操作，但是极度过压能降低任何电力电子开关的寿命，由此导致其早熟故障或甚至破坏该装置。

图4是由两个传统换向单元形成的传统IGBT支路的电路图。在图1-3的以上描述中引入的两个换向单元10(其中将IGBT用作在图4的示例中的电力电子开关18)在单一环路中连接以形成电力变换器50的IGBT支路70。第一电力电子开关(底部IGBT Q1)与第一续流二极管(顶部续流二极管D2)级联操作，而第二电力电子开关(顶部IGBT Q2)与另一续流二极管(底部续流二极管D1)级联操作。每一IGBT具有其自己的栅极驱动器40。电压源12与经由寄生电感Lc连接到IGBT支路70的输入电容20(Cin)并行地提供电压Vbus。电力变换器的线、连接、去耦电容器和电路板轨迹中固有提供的电感已在图4中表示。用于从电池(没有示出)为三相电机(也未示出)供电所使用的三相电力变换器将包括图4上示出的三(3)个IGBT支路70。由于认为这样的电力变换器是公知的，所以这里不进一步详细描述它们。

能从图4中看到的是，每一栅极驱动器的基准连接到IGBT Q1和Q2的发射极(典型已知为IGBT Q1和Q2的逻辑管脚)。为了简明的目的，图4的描述集中于包括底部IGBT Q1的其底部部分。

图2和3的以上描述中讨论的电力电子开关18上的过压效应也应用到IGBT Q1和Q2。

当底部IGBT Q1关断时，在过压周期期间，电流从底部IGBT Q1传输到顶部续流二极管D2。适当选择的IGBT能够支持在IGBT支路70中存在的各个寄生电感(Lc、L+Vbus、Lc-high、Le-high、Lc-low、Le-low和L-Vbus)两端的电流变化(di/dt)所创建的过压。事实上，由于电感对抗其中的电流的改变，所以加性电压在IGBT支路70中发展，如同图4上示出的寄生电感的极性所图示的那样。向源的电压Vbus添加的这些电压通常导致超出底部IGBT Q1的最大集电极到发射极电压Vce等级(rating)的电压。顶部IGBT Q2经受相同问题。

存在意欲通过减慢栅极-发射极电压的斜率来限制电力电子开关中的过压的方案。然而，过压的过分限制能暗示电流的较长切换时间，这降低了换向单元性能。

而且，换向单元10和电力变换器50在高总线电压Vbus处操作时、能传递它们的最大电力。限制在高频环路36的寄生电感两端生成的过压的当前方案允许使用接近电力电子开关18的最大电压等级的总线电压。然而，总线电压可随着时间改变或在不同应用之间改变。为了那些原因，传统换向单元中的过压保护一般需要进行有余量的设计作为安全措施。这样，传统换向单元按照小于它们的最大可达到电力输出操作。

所以，存在对于能够降低在换向单元中的切换时发生的过压的电路的需求。

技术实现要素：

根据本公开，提供了一种被配置用于限制切换过压的换向单元。该换向单元包括电力电子开关，具有寄生发射极电感，在该电力电子开关关断时，通过该寄生发射极电感生成电压。该换向单元还包括与该寄生发射极电感连接的动态控制的补偿电路。该补偿电路施加在该电力电子开关关断时通过该寄生发射极电感生成的电压的可控制部分，以控制通过该寄生发射极电感生成的电压。

根据本公开，还提供了一种电力变换器，包括被配置用于利用分别动态控制的补偿电路限制切换过压的换向单元中的两个。所述两个换向单元形成环路，并被连接在第一换向单元的第一电力电子开关的集电极和第二换向单元的第二电力电子开关的发射极的交叉点处。

本公开还涉及一种补偿电路，用于限制换向单元的电力电子开关上的切换过压，该换向单元包括具有寄生电感的高频环路，在该电力电子开关关断时，通过该寄生电感生成电压，该高频环路寄生电感包括该电力电子开关的寄生发射极电感。该补偿电路包括动态控制的分压器，提供在该电力电子开关关断时在该寄生发射极电感上生成的电压的可控制增益。该补偿电路还包括来自分压器的连接，以根据该可控制增益向该电力电子开关的栅极驱动器施加通过该寄生发射极电感生成的电压的一部分，以降低在该高频环路的寄生电感上生成的电压。

在阅读参考附图仅作为示例给出的其示意性实施例的以下非限制性描述时，前述和其它特征将变得更清楚。

附图说明

将参考附图仅作为示例描述本公开的实施例，其中：

图1是诸如传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向单元的理想化电路图；

图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向单元的另一电路图；

图3是进一步示出了栅极驱动器的传统换向单元的电路图；

图4是由两个传统换向单元形成的传统IGBT支路的电路图；

图5是根据实施例的具有在寄生(杂散)发射极电感两端连接的可动态调整的电阻分压器的IGBT支路的电路图；和

图6是示出了与图5的IGBT支路连接的控制器的框图。

相同的附图标记在各个图中表示相同特征。

具体实施方式

本公开的各个方面一般针对在切换时在换向单元和电力变换器中存在的过压的问题中的一个或多个。

换向单元中的可操作来限制过压的电路(特别在IGBT关断时)在国际专利公开号WO 2013/082705A1中、国际专利申请号PCT/CA2013/000805中、美国临时申请号61/808,254、61/898,502和61/904,038号中、和在http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-Jean_Marc_Cyr-TM4.pdf可得的“Reducing switching losses and increasing IGBT drive efficiency with Reflex^TMgate driver technology”中进行了描述，其全部作者为Jean-Marc Cyr等，这里通过引用合并它们的公开。

本技术提供在换向单元的电力电子开关的关断时、对于过压和切换损耗的控制。这里呈现的电路和方法一般与在电力电子开关的关断时限制过压的其它方案兼容。

在换向单元中，电力电子开关的关断时的di/dt生成换向单元的高频环路的寄生(杂散)电感两端的电压。除了向换向单元提供电力的总线电压之外，该电压施加在电力电子开关两端。已提出了基于向电力电子开关的栅极驱动器注入电力电子开关两端呈现的过压的样本的方案。根据本公开构建的换向单元包括与电力电子开关的寄生发射极电感连接的动态控制的补偿电路。该补偿电路施加在该电力电子开关关断时通过该寄生发射极电感生成的电压的可控制部分，以控制通过该寄生发射极电感生成的电压。

这里公开的技术将主要与包括多对换向单元的电力变换器相关地描述。然而相同教义可应用到单一换向单元。另外，以下描述将主要涉及绝缘栅双极晶体管(IGBT)的使用。以下描述中提到IGBT为了示意性目的，并不打算限制本公开。相同技术可等同应用到使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极晶体管和类似电力电子开关构造的换向单元。

一般来说，通过将栅极驱动器的基准从图4的发射极(逻辑管脚)改变为地总线(用于底部IGBT Q1)和底部IGBT的集电极(用于顶部IGBT Q2)，可能在关断期间减少Vce的该过压。换言之，已开发了用于将栅极驱动器的基准连接到IGBT的电力标签(tab)的技术，该电力标签自己连接到电源而不是逻辑管脚。发射极电感两端的电压被注入到栅极驱动器中，以创建在IGBT的发射极处的负电压，以减慢Vge的负斜率，如下面将讨论的那样。结果是没有任何延迟和di/dt限制的、对于栅极电压的直接动作。因为电池12施加的总线电压可随着时间变化或在不同应用之间变化，所以本公开引入了这样的变型，其动态控制向用于注入到IGBT的栅极驱动器中的发射极电感两端的电压施加的增益。

因为不存在商业IGBT模块的发射极的逻辑和电力连接之间的最佳发射极电感，所以本公开引入这样的技术，其被开发以使用具有可控制电阻器的电阻分压器优化在栅极驱动电路中注入的过压的样本。图5是根据实施例的具有在寄生(杂散)发射极电感两端连接的可动态调整的电阻分压器的IGBT支路的电路图。一般，图5示出了具有并联连接的一对换向单元的电力变换器60，每一换向单元包括电力电子开关和栅极驱动器。电力变换器60可例如是在降低IGBT上的过压的配置中的、包括与栅极驱动器40连接的补偿电路的IGBT支路。图5引入了动态控制的补偿电路以形成一对电阻分压器，该补偿电路使用利用可控制电阻器R2、R3、R5和R6构造的动态控制增益适配器，来优化IGBT上的过压。图6是示出了与图5的IGBT支路连接的控制器的框图。在图6上，控制器82从例如伏特计的传感器80接收流入(feeds)电力变换器60的电池12的电压的测量。控制器82基于电池12的实际电压，来动态调整可控制电阻器R2、R3、R5和R6的值。

讨论图5的IGBT支路90的底部部分，底部IGBT Q1包括寄生集电极电感Lc-low和寄生发射极电感Le-low。底部IGBT Q1的栅极18经由电阻器R1连接到其栅极驱动器40。栅极驱动器60的地基准连接到补偿电路，该补偿电路具有包括两个可控制电阻器R2和R3的电阻分压器电路、以及二极管D3，当底部IGBT Q1的发射极处的电压高于地基准时，通过短路可控制电阻器R2而允许不影响接通。在接通IGBT Q1时二极管D3正导通，因为IGBT Q1中的电流的方向促使电压在发射极16处比在地基准处更高。相反，在关断IGBT Q1时二极管D3不导通，因为发射极16处的压降引起二极管D3两端的负电压的施加。应注意的是，尽管可控制电阻器R2和R3被示出为连接在两个寄生电感Le-low和L-Vbus两端，但是它们仍可以替代仅连接在寄生电感Le-low两端，假使该寄生电感是充分的并且该连接可用。

在图5的电路中，根据向IGBT支路施加的电池12的实际电压、和在底部IGBT Q1两端允许的可接受过压电平，来动态控制可控制电阻器R2和R3的值。R2对R3的比率能如控制器82指导的那样动态增加以降低过压，或者当IGBT Q1能容忍某一更高过压时减小。尽管修改了R2和R3的个别值，但是它们的和保持恒定。设置与栅极驱动器电阻器R1串联的、这两个并行的可控制电阻器R2和R3的值。根据适当换向行为按照传统方式，来调整栅极驱动器电阻器R1的值。通过正确调整补偿电路的可控制电阻器的值，可能降低发射极电感的效应，以得到允许因此改进效率的最大过压。关断时的IGBT Q1上的总电压取决于寄生电感上生成的电压(包括在发射极寄生电感Le-low上生成的电压)和电池12的电压。如果电池12的电压减少，则可允许寄生电感上生成的电压的可比较增加，而不超出IGBT Q1的最大等级；相反的情况当然也成立。控制器82在变化条件下调整可控制电阻器R2和R3的值以将IGBT Q1上的电压维持在其最大等级内。对于给定的期望输出功率电平，电池12的较高电压暗示较低电流，这依次暗示较低传导损耗。能增加切换损耗，使得利用不同电池电压维持相同期望功率电平成为可能。

换言之，通过将电阻器分离为两个电阻器(包括与并联连接的可控制电阻器R2和R3串联的R1)，并通过动态改编它们的比率以限制di/dt上的发射极电感的效应，已修改了正常实践，该实践在于使用栅极驱动器的地连接中的电阻器R1来限制二极管中的电流，所述二极管在上部IGBT Q2关断时，保护下部IGBT Q1的栅极驱动器免受负电压。在电池12的变化电压下，分压器动态给出发射极电感的期望权重，以将过压限制在期望电平。

能尽可能多地优化过压，以在为了效率原因维持di/dt的速度的同时，达到最大IGBT等级。这通过在增加R3(该可控制电阻器连接到电力标签)的同时降低R2(该可控制电阻器连接到IGBT Q1发射极)的值来进行。发射极电感两端的电压由此一分为二，并且仅逻辑电阻器两端的电压施加到栅极驱动电路中，以限制栅极压降。

当然，在图5的IGBT支路90的顶部，通过控制器82按照相同方式来控制可控制电阻器R5和R6，以控制顶部IGBT Q2上的过压。

前面描述了可向DC-DC电力变换器、AC-DC电力变换器和DC-AC电力变换器应用的方案，例如使用半导体的全支路、相对多对电力电子开关和续流二极管的换向单元，以向诸如电动车的马达的连接负载提供交流电。

本领域技术人员将认识到，换向单元、电力变换器和补偿电路的描述仅是示意性的，并不意欲按照任何方式限制。其他实施例将容易地向具有本公开的益处的本领域技术人员暗示它们自己。此外，换向单元、电力变换器和补偿电路可被定制以提供对于现有需求和换向单元的切换时发生的过压的问题的有价值的方案。

为了简明的目的，没有示出和描述换向单元、电力变换器和补偿电路的实现的所有常规特征。当然，将理解的是，在换向单元、电力变换器和补偿电路的任何这样的实际实现的开发中，可需要进行各种实现特定的判断，以便达成开发者的特定目标，例如与应用、系统、和商业相关的约束的兼容，并且这些特定目标可从一个实现到另一个并从一个开发者到另一个改变。此外，将理解的是，开发工作可能是复杂和耗时的，但是仍然将是具有本公开的益处的电力电子装置的领域的技术人员的常规工程任务。

要理解的是，换向单元、电力变换器和补偿电路不在其应用中限于附图中图示以及上面描述的构造和部分的细节。提出的换向单元、电力变换器和补偿电路能够是其他实施例，并能够按照各种方式实践。还应理解的是，这里使用的短语或术语是为了描述的目的而不是限制。因此，尽管上面作为其示意性实施例已描述了换向单元、电力变换器和补偿电路，但是它们能修改，而不脱离主题发明的精神、范围和本质。