不间断电源装置的制作方法

本发明涉及不间断电源装置，特别涉及具备将从商用交流电源供给的交流电力变换成直流电力的转换器和将直流电力变换成交流电力后向负载供给的逆变器的不间断电源装置。

背景技术：

例如在特开2010－124557号公报(专利文献1)中公开了一种具备转换器、逆变器以及直流升降压器的不间断电源装置。转换器将从商用交流电源供给的交流电力变换成直流电力。逆变器将直流电力变换成交流电力后向负载供给。直流升降压器在被从商用交流电源供给有交流电力的通常时将由转换器生成的直流电力向蓄电池供给，在来自商用交流电源的交流电力的供给被停止的停电时，将蓄电池的直流电力向逆变器供给。因此，即使在产生了停电的情况下，在蓄电池中蓄积有直流电力的期间也能够使负载的运转继续。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:特开2010－124557号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

这样的不间断电源装置即使在来自商用交流电源的交流电压中存在波形失真的情况下，也将无波形失真的正弦波状的交流电压向负载供给。但是，如果对于负载而言波形失真为允许范围内，那么也能够将有波形失真的交流电压向负载供给。而且，存在与供给无波形失真的交流电压时相比供给有波形失真的交流电压时不间断电源装置的效率更高的情况。

因而，本发明的主要目的在于提供高效率的不间断电源装置。

用于解决课题的手段

本发明所涉及的不间断电源装置具备：转换器，将被从商用交流电源供给的交流电力变换成直流电力；逆变器，将直流电力变换成交流电力后向负载供给；以及控制装置，控制转换器以及逆变器。在被从商用交流电源供给交流电力的通常时，由转换器生成的直流电力被供给至逆变器并且被蓄积于电力积蓄装置，在来自商用交流电源的交流电力的供给被停止的停电时，电力积蓄装置的直流电力被供给至逆变器。控制装置执行第1模式和第2模式之中被选择的模式，第1模式为将无波形失真的正弦波状的交流电压提供给负载的模式，第2模式为将具有对于负载而言为允许范围内的波形失真的交流电压提供给负载的模式。

发明效果

本发明所涉及的不间断电源装置中，将无波形失真的交流电压和有波形失真的交流电压之中的被选择的交流电压提供给负载，因此，与只能将无波形失真的交流电压提供给负载的现有技术相比，能够提高效率。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的构成的电路框图。

图2是表示图1所示的转换器以及逆变器的构成的电路图。

图3是表示图1所示的双向斩波器的构成的电路图。

图4是表示图1所示的不间断电源装置的输出电压的波形的时序图。

图5是表示负载容量相对于图1所示的不间断电源装置的额定容量的比例、不间断电源装置的效率、以及输出电压的失真率的关系的图。

图6是示例图2所示的开关元件的构成的电路图。

图7是表示图6所示的igbt所产生的损失的时序图。

图8是用于说明本发明的实施方式2的不间断电源装置的原理的图。

图9是表示实施方式2的不间断电源装置中包含的控制装置的波形失真产生模式时的动作的流程图。

图10是表示实施方式2的变更例的流程图。

具体实施方式

[实施方式1]

图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置1的构成的电路框图。该不间断电源装置1为，将来自商用交流电源21的三相交流电力先暂时变换成直流电力，再将该直流电力变换成三相交流电力后向负载24供给，但是为了简化附图以及说明，图1中仅示出了一相的电路。

图1中，该不间断电源装置1具备交流输入端子t1、旁路输入端子t2、电池端子t3及交流输出端子t4。交流输入端子t1从商用交流电源21接受商用频率的交流电力。旁路输入端子t2从旁路交流电源22接受商用频率的交流电力。旁路交流电源22可以是商用交流电源，也可以是发电机。

电池端子t3连接于电池(电力积蓄装置)23。电池23蓄积直流电力。也可以代替电池23而连接有电容器。交流输出端子t4连接于负载24。负载24由交流电力驱动。优选以无波形失真的正弦波状通过额定电压的交流电压对负载24进行驱动，但是只要是对于负载24而言为允许范围内，那么也能够通过具有波形失真、且对于负载24而言为允许的输入电压范围内的交流电压来对负载24进行驱动。

该不间断电源装置1还具备电磁接触器2、8、13、16、保护用熔断器3、6、交流电抗器4、11、转换器5、双向斩波器7、平滑用电解电容器9、逆变器10、电容器12、电流检测器14、半导体开关15、操作部17及控制装置18。

电磁接触器2、保护用熔断器3及交流电抗器4在交流输入端子t1与转换器5的输入节点之间串联连接。电磁接触器2在不间断电源装置1的使用时被接通，在例如不间断电源装置1的维护时被断开。在电磁接触器2与保护用熔断器3之间的节点n1出现的交流输入电压vi的瞬时值由控制装置18来检测。基于交流输入电压vi的检测值，判别停电的产生的有无等。

保护用熔断器3在流过了过电流的情况下熔断，对不间断电源装置1等进行保护。交流电抗器4构成低通滤波器，从商用交流电源21向转换器5使商用频率的交流电力通过，而防止由转换器5产生的开关频率(switchingfrequency，也称为切换频率)的信号向商用交流电源21通过。

转换器5为正向变换器且由控制装置18控制，在被从商用交流电源21供给有交流电力的通常时，将交流电力变换成直流电力后向电源节点n2输出。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，转换器5的运转被停止。转换器5的输出电压能够被控制成所希望的值。平滑用电解电容器9连接于电源节点n2，使电源节点n2的电压平滑化。在电源节点n2出现的直流电压vdc的瞬时值由控制装置18来检测。

保护用熔断器6连接在电源节点n2与双向斩波器7的高电压侧节点之间，在流过了过电流的情况下熔断，对不间断电源装置1、电池23等进行保护。双向斩波器7的低电压侧节点经由电磁接触器8而连接于电池端子t3。电磁接触器8在不间断电源装置1的使用时被接通，在例如不间断电源装置1以及电池23的维护时被断开。在电池端子t3出现的电池23的端子间电压vb的瞬时值由控制装置18来检测。

双向斩波器7为直流升降压电路且由控制装置18控制，在被从商用交流电源21供给有交流电力的通常时，将由转换器5生成的直流电力蓄积于电池23，在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，将电池23的直流电力经由电源节点n2向逆变器10供给。

双向斩波器7在将直流电力向电池23蓄积的情况下，将电源节点n2的直流电压vdc降压成规定值的直流电压后提供给电池23。此外，双向斩波器7在将电池23的直流电力向逆变器10供给的情况下，将电池23的端子间电压vb升压成所希望的直流电压后向电源节点n2输出。电源节点n2连接于逆变器10的输入节点。

逆变器10为反向变换器且由控制装置18控制，将从转换器5或者双向斩波器7经由电源节点n2供给的直流电力，变换成商用频率的交流电力后向输出节点10a输出。即，逆变器10在通常时将从转换器5经由电源节点n2供给的直流电力变换成交流电力，在停电时将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力变换成交流电力。逆变器10的输出电压能够被控制成所希望的值。

逆变器10的输出节点10a经由交流电抗器11连接于电磁接触器13的一个端子，电磁接触器13的另一个端子(节点n3)连接于交流输出端子t4。电容器12连接于电磁接触器13的一个端子。交流电抗器11以及电容器12构成低通滤波器，使由逆变器10生成的商用频率的交流电力向交流输出端子t4通过，而防止由逆变器10产生的开关频率的信号向交流输出端子t4通过。

电磁接触器13由控制装置18控制，在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被接通，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被断开。

在节点n3出现的交流输出电压vo的瞬时值由控制装置18来检测。电流检测器14检测在节点n3与交流输出端子t4之间流动的负载电流io，并将表示该检测值的信号提供给控制装置18。

半导体开关15包含半导体闸流管，连接在旁路输入端子t2与节点n3之间。电磁接触器16与半导体开关15并联连接。半导体开关15由控制装置18控制，通常时断开，在逆变器10发生了故障的情况下瞬时接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。半导体开关15在接通起经过规定时间后断开。

电磁接触器16在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被断开，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被接通。此外，电磁接触器16在逆变器10发生了故障的情况下接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。换句话说，在逆变器10发生了故障的情况下，半导体开关15瞬时接通仅规定时间，并且电磁接触器16接通。这是为了防止半导体开关15过热而损坏。

操作部17包括供不间断电源装置1的使用者操作的多个按钮、用于显示各种信息的图像显示部等。通过使用者对操作部17进行操作，从而将不间断电源装置1的电源接通/断开，或者选择旁路供电模式、逆变器供电模式、后述的正弦波输出模式(第1模式)、后述的波形失真产生模式(第2模式)等之中的任意一个模式，能够使控制装置18存储各种参数。

控制装置18基于来自操作部17的信号而进行动作，检测交流输入电压vi、直流电压vdc、电池电压vb、交流输出电压vo及负载电流io的瞬时值，基于这些检测值对不间断电源装置1整体进行控制。即，控制装置18基于交流输入电压vi的检测值来检测是否产生了停电，与交流输入电压vi的相位同步地控制转换器5以及逆变器10。

而且，控制装置18以使直流电压vdc成为所希望的目标直流电压vdct的方式控制转换器5，以使电池电压vb成为所希望的目标电池电压vbt的方式控制双向斩波器7。而且，控制装置18在使用操作部17选择了正弦波输出模式的情况下，以使输出电压vo以正弦波状变化、且成为额定电压的方式控制逆变器10。而且，控制装置18在使用操作部17选择了波形失真产生模式的情况下，使输出电压vo产生波形失真。

图2是表示转换器5以及逆变器10的构成的电路图。图2中，转换器5包含输入节点5a～5c以及开关元件31～36，逆变器10包含开关元件41～46以及输出节点10a～10c。

转换器5的输入节点5a～5c分别接受来自商用交流电源21的三相交流电压。开关元件31～33的一个电极连接于直流正母线l1，它们的另一个电极分别连接于输入节点5a～5c。开关元件34～36的一个电极分别连接于输入节点5a～5c，它们的另一个电极连接于直流负母线l2。平滑用电解电容器9连接在直流正母线l1与直流负母线l2之间，使母线l1、l2间的直流电压vdc平滑化。

逆变器10的开关元件41～43的一个电极连接于直流正母线l1，它们的另一个电极分别连接于输出节点10a～10c。开关元件44～46的一个电极分别连接于输出节点10a～10c，它们的另一个电极连接于直流负母线l2。另外，开关元件31～36、41～46的各自上反向并联地连接有二极管，但是为了简化附图以及说明，省略了二极管的图示。

开关元件31～36、41～46分别由控制装置18控制，与来自商用交流电源21的三相交流电压vi同步地在规定的定时被接通/断开。开关元件31～33与三相交流电压vi同步地被接通/断开，开关元件31～33被接通/断开时开关元件34～36分别被断开/接通。开关元件41～43与三相交流电压vi同步地被接通/断开，在开关元件41～43被接通/断开时开关元件44～46分别被断开/接通。

通过调整来自商用交流电源21的三相交流电压vi与使开关元件31～36接通/断开的定时之间的相位差，能够将直流电压vdc调整成所希望的电压。此外，通过调整使开关元件41～46分别接通的时间，能够将输出电压vo调整成所希望的电压。

图3是表示双向斩波器7的构成的电路图。图3中，双向斩波器7包含开关元件51、52、二极管53～55及电抗器56。开关元件51、52在平滑用电解电容器9的正极以及负极间串联连接。二极管53、54分别与开关元件51、52反向并联地连接。电抗器56连接于开关元件51、52间的节点与电池23的正极之间，电池23的负极连接于平滑用电解电容器9的负极。二极管55的阳极以及阴极分别连接于电池23的负极以及正极。

在对电池23充电的情况下，开关元件51以规定的周期被接通/断开，开关元件52被断开。若开关元件51被接通，则从平滑用电解电容器9经由开关元件51以及电抗器56向电池23流动电流，电池23被充电，并且在电抗器56中蓄积电磁能量。

若开关元件52被断开，则在电抗器56、电池23及二极管54的路线中流动电流，电池23被充电。电池23的电压vb变得比平滑用电解电容器9的电压vdc低。通过调整各周期中的开关元件51的接通时间与断开时间之比，能够调整电池电压vb。

在使电池23放电的情况下，开关元件52以规定的周期被接通/断开，开关元件51被断开。若开关元件52被接通，则在电池23、电抗器56及开关元件52的路线中流动电流，在电抗器56中蓄积电磁能量。

若开关元件52被断开，则从电池23经由电抗器56以及二极管53向平滑用电解电容器9流动电流，平滑用电解电容器9被充电。平滑用电解电容器9的电压vdc比电池23的电压vb高出电抗器56中产生的电压的量。通过调整各周期中的开关元件52的接通时间与断开时间之比，能够调整直流电压vdc。

图4(a)、图4(b)是表示输出电压vo的波形的时序图。图4(a)表示正弦波输出模式时的输出电压vo的波形，图4(b)表示波形失真产生模式时的输出电压vo的波形。如图4(a)所示那样，在选择了正弦波输出模式的情况下，控制装置18以使直流电压vdc成为规定值2×v1的方式控制转换器5或者双向斩波器7，并且，以使得输出振幅比v1小的规定值a1的正弦波状的交流电压vo的方式控制逆变器10。该模式下，直流电压v1比交流电压vo的振幅a1大，因此，输出电压vo成为无失真的正弦波。输出电压vo被维持为恒定的额定电压。

如图4(b)所示那样，在选择了波形失真产生模式的情况下，控制装置18以使直流电压vdc成为比2v1小的规定值2×v2的方式控制转换器5或者双向斩波器7，并且，以使得输出振幅成为比v2大的规定值a2的正弦波状的交流电压vo的方式控制逆变器10。该模式下，直流电压v2比交流电压vo的振幅a2小，因此，输出电压vo被限制在－v2～+v2的范围内，输出电压vo的波形不是正弦波状而成为梯形波状。这样的波形的电压vo被分解成基本波和高谐波，电压vo的失真率例如由高谐波成分的有效值相对于基本波的有效值的比率来表示。通过调整振幅a2与直流电压v2之比或者之差，能够调整输出电压vo的失真率。

图5是表示负载容量pl相对于停电电源装置1的额定容量pr的比例pl/pr(％)、不间断电源装置1的效率η(％)、输出电压vo的失真率vd(％)的关系的图。效率η是供给至负载24的交流电力po相对于被从商用交流电源21供给的交流电力pi的比例po/pi(％)。在选择正弦波输出模式而将输出电压vo的失真率vd设定成了0％的情况下，若将pl/pr设定为20、40、60、80、100％，则效率η分别成为94.5、96.4、96.8、96.9、96.8％。

与此相对，在选择波形失真产生模式而将输出电压vo的失真率vd设定成了2％的情况下，若将pl/pr设定为20、40、60、80、100％，则效率η分别成为94.4、96.5、97.0、97.1、97.1％。因此，在pl/pr为40～100％的通常的使用范围内，与正弦波输出模式时的效率η相比，波形失真产生模式时的效率η更高。这是因为，由于与正弦波输出模式时的直流电压v1相比波形失真产生模式时的直流电压v2较低，因而就由转换器5、逆变器10等产生的损失而言，与正弦波输出模式时相比波形失真产生模式时较小。

即，转换器5以及逆变器10中包含的开关元件31～36、41～46分别如图6(a)、图6(b)所示那样，由igbt60(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极晶体管)、npn双极晶体管62等构成。与igbt60、晶体管62反向并联地连接有二极管61。

图7(a)、图7(b)是表示igbt60的接通/断开动作的时序图。图7(a)示出了igbt60的集电极－发射极间电压v以及发射极电流i，图7(b)示出了由igbt50产生的损失。

如图7(a)、图7(b)所示那样，在使igbt60断开的期间，igbt60的电阻值充分地变高，电流i成为0a，因此，igbt60不产生损失。但是，在使igbt60接通的期间，在igbt60中流动有大的电流i，并且igbt60的电阻值不成为0ω，因此由igbt60产生导通损失。

此外，在将igbt60从断开状态切换成接通状态或者从断开状态切换成接通状态时，电压v以及电流i要变化的话需要花费某种程度的时间，因此产生开关损失v×i。如果使直流电压vdc降低、使igbt60的集电极－发射极间电压v降低，则能够减小开关损失v×i。在转换器5以及逆变器10中，使igbt60接通/断开的频度较高，因此，减少开关损失的效果是很大的。

于是，在本实施方式1中，在能够通过有波形失真的交流电压vo来使负载24驱动的情况下，选择波形失真产生模式，将具有对于负载24而言为允许范围内的波形失真的交流电压vo向负载24施加，提高不间断电源装置1的效率η。在需要通过无波形失真的交流电压vo来使负载24驱动的情况下，选择正弦波输出模式，将无波形失真的正弦波状的交流电压vo向负载24施加。

接下来，对该不间断电源装置1的动作进行说明。在被从商用交流电源21供给有交流电力的通常时，电磁接触器2、8、13被接通，半导体开关15以及电磁接触器16被断开。被从商用交流电源21供给的交流电力由转换器5变换成直流电力。由转换器5生成的直流电力被双向斩波器7蓄积于电池23，并且，由逆变器10变换成交流电力后向负载24供给。

在通常时选择了正弦波输出模式的情况下，如图4(a)所示，由转换器5生成直流电压2×v1，由逆变器10生成正弦波状的交流电压vo。在通常时选择了波形失真产生模式的情况下，如图4(b)所示，由转换器5生成直流电压2×v2，由逆变器10生成梯形波状的交流电压vo，不间断电源装置1的效率η得以提高。

在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，转换器5的运转被停止，电池23的直流电力由双向斩波器7供给至逆变器10。逆变器10将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力变换成交流电力后向负载24供给。因此，即使在产生了停电的情况下，在电池23中蓄积有直流电力的期间也能够使负载24的运转继续。

在停电时选择了正弦波输出模式的情况下，如图4(a)所示，由双向斩波器7生成直流电压2×v1，由逆变器10生成正弦波状的交流电压vo。在停电时选择了波形失真产生模式的情况下，如图4(b)所示，由双向斩波器7生成直流电压2×v2，由逆变器10生成梯形波状的交流电压vo，不间断电源装置1的效率η得以提高。

在通常时逆变器10发生了故障的情况下，半导体开关15瞬时接通，从旁路交流电源22经由半导体开关15向负载24供给交流电力。接着，若电磁接触器16接通并且电磁接触器13断开，半导体开关15断开。由此，从旁路交流电源22经由电磁接触器16向负载24供给交流电力。

如以上那样，在该实施方式1中，将无波形失真的交流电压vo和有波形失真的交流电压vo之中被选择的交流电压vo提供给负载24，因此，与只能将无波形失真的交流电压vo提供给负载24的现有技术相比，能够提高不间断电源装置1的效率η。

另外，在该实施方式1中，降低直流电压vdc而使逆变器10的输出电压vo产生了波形失真，但是，也可以是减小使逆变器10的开关元件41～46接通/断开的开关频率而使逆变器10的输出电压vo产生波形失真。该情况下，减少使逆变器10的开关元件41～46接通/断开的次数，因此，能够减少开关元件41～46中的开关损失，能够进一步提高不间断电源装置1的效率η。

[实施方式2]

在实施方式1中，在选择了波形失真产生模式的情况下，将具有对于负载24而言为允许范围内的波形失真的交流电压vo施加给负载24，提高了不间断电源装置1的效率η。在该实施方式2中，在选择了波形失真产生模式的情况下，控制输出电压vo的电平，以使不间断电源装置1的效率η进一步变高。

图8是表示负载容量pl相对于不间断电源装置1的额定容量pr的比例pl/pr(％)与不间断电源装置1的效率η(％)之间的关系的图。效率η是被供给至负载24的交流电力po相对于被从商用交流电源21供给的交流电力pi的比例po/pi(％)。

如图8所示那样，在负载容量pl相对于额定容量pr的比例pl/pr(％)为规定值α(图中为约65％)的情况下，不间断电源装置1的效率η成为最大值ηmax，随着pl/pr比规定值α变大，效率η缓缓地降低，随着pl/pr比规定值α变小，效率η缓缓地降低。

效率η具有峰值ηmax是因为，若负载电流io变大，则交流电抗器4、11等的电阻成分中的消耗电力变大，而另一方面，若负载电流io变小，则控制装置18的消耗电流相对于负载电流io的比例变大。因此，能够将图8的横轴用负载电流io相对于不间断电源装置1的额定电流ir的比例io/ir(％)来置换。而且，额定电流ir是恒定的，因此，能够将图8的横轴用负载电流io的值来置换，能够将α用负载电流io的规定值ioα来置换。

因此，在负载24的消耗电力被维持为恒定的情况下，在pl/pr比规定值α小时，通过在负载24的允许输入电压范围内使输出电压vo降低、并使负载电流io在ioα以下的范围内增大，能够提高效率η。

此外，在负载24的消耗电力被维持为恒定的情况下，在pl/pr比规定值α大时，通过在负载24的允许输入电压范围内使输出电压vo上升、并使负载电流io在ioα以上的范围内减少，能够提高效率η。

波形失真产生模式时的输出电压vo的控制例如是通过如下那样进行的：将图4(b)所示的振幅a2与直流电压v2之比维持为恒定的同时对振幅a2以及直流电压v2的值进行控制。

图9是表示波形失真产生模式时的控制装置18的动作的流程图。通过不间断电源装置1的使用者对操作部17进行操作而从正弦波输出模式切换成波形失真产生模式。与此相应地，控制装置18在步骤s1中控制转换器5(或者双向斩波器7)以及逆变器10，使交流电压vo产生对于负载24而言为允许范围内的波形失真。

接下来，控制装置18在步骤s2中，检测输出电压vo和负载电流io，在步骤s3中基于vo，io的检测值运算负载容量pl，在步骤s4中运算pl/pr。接着，控制装置18在步骤s5中判别pl/pr是否比规定值α小，在pl/pr＜α的情况下前进至步骤s6，在pl/pr＞α的情况下前进至步骤s7。

控制装置18在步骤s6中，在负载24的允许输入电压范围内使输出电压vo降低并使负载电流io在ioα以下的范围内增大。此外，控制装置18在步骤s7中，在负载24的允许输入电压范围内使输出电压vo上升并使负载电流io在ioα以上的范围内减少。控制装置18在步骤s8中使输出电压vo固定，使负载24的运转继续。

另外，额定容量pr、规定值α、ioα、对于负载24而言的波形失真的允许范围、负载24的允许输入电压范围被预先存储于控制装置18。

例如pl/pr与效率η的关系为图8所示的情况下，在pl/pr为45％时，若使输出电压vo下降10％并使负载电流io上升10％，则能够使pl/pr提高为55％，能够提高效率η。其他构成以及动作与实施方式1相同，因此不再重复其说明。

如以上那样，在该实施方式2中，在波形失真产生模式时，在负载24的允许输入电压范围内控制不间断电源装置1的输出电压vo，以使不间断电源装置1的效率η上升。因此，与将输出电压vo固定为恒定的额定电压的情况相比，能够提高不间断电源装置1的效率η。

而且，在该实施方式2中，在使输出电压vo降低的情况下，为了维持输出电压vo的失真率，使直流电压vdc也降低(参照图4(b))，因此，能够减少转换器5以及逆变器10中包含的开关元件31～36、41～46的损失而使效率η进一步上升。

图10是表示实施方式2的变更例的流程图，是与图9对比的图。参照图10，该变更例与实施方式2的不同点为追加了步骤s8a、s8b这一点。控制装置18在执行了步骤s1～s7之后，在步骤s8a中判别负载电流io是否稳定为恒定值。控制装置18在判别为负载电流io稳定为恒定值的情况下，在步骤s8中使输出电压vo固定地使负载24的运转继续。控制装置18在判别为负载电流io未稳定为恒定值的情况下，在步骤s8b中使输出电压vo返回为额定电压vor地使负载24的运转继续。

在该变更例中，除了能够得到与实施方式2相同的效果之外，还能够在使输出电压vo增减的情况下负载电流io变得不稳定时使输出电压vo返回为额定电压vor而使负载电流io稳定。

本次公开的实施方式的全部点都是示例，而并不构成限制。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求书来示出，还包含与权利要求书等同的含义及范围内的全部变更。

附图标记的说明

1不间断电源装置，t1交流输入端子，t2旁路输入端子，t3电池端子，t4交流输出端子，2、8、13、16电磁接触器，3、6保护用熔断器，4、11交流电抗器，5转换器，7双向斩波器，9平滑用电解电容器，10逆变器，12电容器，14电流检测器，15半导体开关，17操作部，18控制装置，21商用交流电源，22旁路交流电源，23电池，24负载，31～36、41～46、51、52开关元件，53～55、61二极管，60igbt，62npn双极晶体管。