DC/DC转换器的制作方法

本发明涉及通过变压器使初级侧和次级侧绝缘的dc/dc转换器，特别是涉及在两个直流电源之间进行电力传送的dc/dc转换器。

背景技术：

以往的双向dc/dc转换器进行第一直流电源与第二直流电源之间的双向的电力传送，该双向dc/dc转换器具备：变压器；第一转换器部，具有多个半导体开关元件，该第一转换器部连接于所述第一直流电源与所述变压器的第一绕组之间而在直流/交流之间进行电力变换；第二转换器部，具有多个半导体开关元件，该第二转换器部连接于所述第二直流电源与所述变压器的第二绕组之间而在直流/交流之间进行电力变换；以及控制电路，控制所述第一转换器部、所述第二转换器部内的各所述半导体开关元件。所述第一转换器部、所述第二转换器部具有：电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及第一电抗器、第二电抗器，与交流输入输出线连接。并且，在从所述第一直流电源向所述第二直流电源传送电力时，所述控制电路进行控制使得利用所述第一电抗器使所述第一转换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，在所述第二直流电源的电压高于在所述变压器的所述第二绕组中发生的电压时，所述控制电路进行控制使得利用所述第二电抗器使所述第二转换器部进行升压动作。另外，在从所述第二直流电源向所述第一直流电源传送电力时，进行控制使得利用所述第二电抗器使所述第二转换器部内的各所述半导体开关元件进行零电压开关，在所述第一直流电源的电压高于在所述变压器的所述第一绕组中发生的电压时，进行控制使得利用所述第一电抗器使所述第一转换器部进行升压动作(例如参照专利文献1)。

专利文献1：国际公开wo2013/121665号公报

技术实现要素：

在所述专利文献1那样的双向dc/dc转换器中，是隔着变压器而对称的简易的电路结构，能够通过简单的控制实现双向的电力传送。

然而，在上下支路的半导体开关元件的驱动信号中设置有为了防止支路短路而同时处于断开(off)期间的防短路时间，在防短路时间无法进行dc/dc转换器的升压动作，所以在升压动作区域中存在无法控制传送电力的区域。

本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，目的在于提供一种dc/dc转换器，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围中进行电力传送，不会由于防短路时间而在升压动作区域中控制性变差，能够实现可靠性高的输出控制。

本发明的dc/dc转换器进行第一直流电源与第二直流电源之间的电力传送，其中，所述dc/dc转换器具备：变压器；第一转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第一转换器部连接于所述第一直流电源与所述变压器的第一绕组之间；第二转换器部，包括基于两个桥电路的全桥电路，该两个桥电路具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第二转换器部连接于所述第二直流电源与所述变压器的第二绕组之间；第二电抗器，与所述第二转换器部的交流输入输出线连接；以及控制电路，根据从所述第一直流电源向所述第二直流电源的传送电力以及指令值来运算占空比，对所述第一转换器部、所述第二转换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制。

在所述占空比为正或者0的从所述第一直流电源向所述第二直流电源的第一电力传送中，所述控制电路控制第一相移量以及第二相移量，其中，所述第一相移量是所述第一转换器部中的所述多个半导体开关元件之中的作为第一基准元件的半导体开关元件与和该第一基准元件处于对角关系的作为第一对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量，所述第二相移量是所述第一基准元件与作为第二对角元件的半导体开关元件之间的驱动信号的相移量，该作为第二对角元件的半导体开关元件是所述第二转换器部中的所述多个半导体开关元件之中的和作为第二基准元件的半导体开关元件处于对角关系的半导体开关元件。并且，在从所述第一直流电源向所述第二直流电源的所述传送电力为正或者0、且向所述第二直流电源的输出电压高于在所述变压器的所述第二绕组中发生的电压的升压控制中，所述控制电路控制成不管所述占空比如何都使所述第二相移量比所述第一相移量大的量超过所述第一转换器部、所述第二转换器部内的各所述半导体开关元件的防短路时间。

另外，本发明的dc/dc转换器进行第一直流电源与第二直流电源之间的双向的电力传送，其中，所述dc/dc转换器具备：变压器；第一转换器部，包括基于桥电路a、桥电路b的全桥电路，所述桥电路a、所述桥电路b具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第一转换器部连接于所述第一直流电源与所述变压器的第一绕组之间，在直流/交流之间双向地进行电力变换；第二转换器部，包括基于桥电路c、桥电路d的全桥电路，所述桥电路c、所述桥电路d具备分别连接有反并联二极管的多个半导体开关元件，所述第二转换器部连接于所述第二直流电源与所述变压器的第二绕组之间，在直流/交流之间双向地进行电力变换；第一电抗器、第二电抗器，与所述第一转换器部、所述第二转换器部的各交流输入输出线连接；以及控制电路，根据从所述第一直流电源向所述第二直流电源的传送电力和指令值来运算占空比，通过pwm控制对所述第一转换器部、第二转换器部内的各所述半导体开关元件进行驱动控制。

在所述占空比为正或者0的从所述第一直流电源向所述第二直流电源的第一电力传送中，所述控制电路使用：第一控制，在所述占空比增大时，使所述桥电路a的各所述半导体开关元件的接通时间ta和所述桥电路b的各所述半导体开关元件的接通时间tb以相同时间增大至最大，并且将所述桥电路c的各所述半导体开关元件的接通时间tc和所述桥电路d的各所述半导体开关元件的接通时间td都保持为0；以及第二控制，将所述接通时间ta、tb保持为最大且将所述接通时间td保持为0，并且在所述占空比增大时使所述接通时间tc增大，在所述第二直流电源的电压高于在所述变压器的所述第二绕组中发生的电压时，以设置对所述第二电抗器进行励磁的期间而使所述第二转换器部进行升压动作的方式进行控制。

另外，在所述占空比为负的从所述第二直流电源向所述第一直流电源的第二电力传送中，所述控制电路使用：第三控制，在所述占空比在负方向上增大时，使所述接通时间tc和所述接通时间td以相同时间增大至最大，并且将所述接通时间ta和所述接通时间tb都保持为0；以及第四控制，将所述接通时间tc、td保持为最大且将所述接通时间tb保持为0，并且使所述接通时间ta增大，在所述第一直流电源的电压高于在所述变压器的所述第一绕组中发生的电压时，以设置对所述第一电抗器进行励磁的期间而使所述第一转换器部进行升压动作的方式进行控制。并且，在所述第一电力传送中所述接通时间ta、tb最小时以及在所述第二电力传送中所述接通时间tc、td最小时，切换所述第一电力传送和所述第二电力传送。

根据本发明所涉及的dc/dc转换器，能够通过简易的电路结构在宽的电压范围中进行电力传送，不会由于防短路时间而在升压动作区域中控制性变差，能够实现可靠性高的输出控制。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电池充放电装置的电路结构图。

图2是本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电时的控制框图。

图3是本发明的实施方式1的电池充放电装置的相移方式的驱动信号波形图。

图4是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的基本控制动作的波形图。

图5是示出本发明的实施方式1的电池充放电装置的基本控制动作时的充电电流的波形图。

图6是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图7是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图8是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图9是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图10是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的图。

图11是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图12是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图13是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图14是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图15是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图16是本发明的实施方式1的电池充放电装置的相移方式的基本控制动作中的驱动信号波形图。

图17是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图18是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图19是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图20是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图21是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图22是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图23是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图24是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图25是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图26是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电动作的电流路径图。

图27是本发明的实施方式1的电池充放电装置的相移方式的基本控制动作中的驱动信号波形图。

图28是说明本发明的实施方式1的电池充放电装置的控制动作的波形图。

图29是示出本发明的实施方式1的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图30是示出本发明的实施方式1的电池充放电装置的其它例子的充电电流的波形图。

图31是本发明的实施方式2的电池充放电装置的基于相移方式的升压充电的驱动信号波形图。

图32是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图33是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图34是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图35是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图36是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图37是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图38是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图39是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图40是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图41是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的升压充电动作的电流路径图。

图42是本发明的实施方式2的电池充放电装置的基于相移方式的降压充电的驱动信号波形图。

图43是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图44是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图45是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图46是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图47是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图48是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图49是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图50是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图51是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图52是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的降压充电动作的电流路径图。

图53是本发明的实施方式2的电池充放电装置的放电时的控制框图。

图54是本发明的实施方式2的电池充放电装置的基于相移方式的降压放电的驱动信号波形图。

图55是本发明的实施方式2的电池充放电装置的基于相移方式的升压放电的驱动信号波形图。

图56是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的基本控制动作的波形图。

图57是说明本发明的实施方式2的电池充放电装置的控制动作的波形图。

图58是示出本发明的实施方式2的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图59是示出本发明的实施方式2的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图60是说明本发明的实施方式3的电池充放电装置的控制动作的波形图。

图61是示出本发明的实施方式3的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图62是说明本发明的实施方式3的其它例子的电池充放电装置的控制动作的波形图。

图63是示出本发明的实施方式3的其它例子的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图64是本发明的实施方式4的电池充放电装置的pwm控制的驱动信号波形图。

图65是说明本发明的实施方式4的电池充放电装置的控制动作的波形图。

图66是示出本发明的实施方式4的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图67是示出本发明的实施方式4的电池充放电装置的充电电流的波形图。

图68是本发明的实施方式5的电池充电装置的电路结构图。

图69是说明本发明的实施方式5的电池充电装置的控制动作的波形图。

图70是本发明的实施方式6的电池充电装置的电路结构图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，说明本发明的实施方式1。

图1是示出本发明的实施方式1的作为dc/dc转换器的电池充放电装置100的电路结构的图。如图所示，电池充放电装置100在作为第一直流电源的直流电源1与作为第二直流电源的电池2之间通过双向的电力变换进行电池2的充放电。

电池充放电装置100具备：作为被绝缘的变压器的高频变压器3(以下简称为变压器3)；第一平滑电容器4，与直流电源1并联地连接；作为第一转换器部的第一开关电路5；第二平滑电容器7，与电池2并联地连接；作为第二转换器部的第二开关电路8；以及与第一开关电路5、第二开关电路8的各交流输入输出线连接的第一电抗器9、第二电抗器10。另外，电池充放电装置100具备控制第一开关电路5以及第二开关电路8的控制电路20。

第一开关电路5是具有分别反并联连接有二极管12的由igbt或者mosfet等构成的多个半导体开关元件q4a、q4b、q3a、q3b(以下简称为q4a、q4b、q3a、q3b或者半导体开关元件q)的全桥电路，直流侧与第一平滑电容器4连接，交流侧与变压器3的第一绕组3a连接，进行直流/交流之间的双向的电力变换。另外，第一开关电路5是各半导体开关元件q的开关时的元件的两端电压能够成为大致零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件q分别并联地连接电容器13。另外，对半导体开关元件q与变压器3之间的交流输入输出线连接第一电抗器9，第一电抗器9与第一绕组3a串联连接。

第二开关电路8是具有分别反并联连接有二极管12的由igbt或者mosfet等构成的多个半导体开关元件q2a、q2b、q1a、q1b(以下简称为q2a、q2b、q1a、q1b或者半导体开关元件q)的全桥电路，直流侧与第二平滑电容器7连接，交流侧与变压器3的第二绕组3b连接，进行直流/交流之间的双向的电力变换。另外，第二开关电路8是各半导体开关元件q的开关时的元件的两端电压能够成为大致零电压的零电压开关电路，对各半导体开关元件q分别并联地连接电容器13。另外，对半导体开关元件q与变压器3之间的交流输入输出线连接第二电抗器10，第二电抗器10与第二绕组3b串联连接。而且，对第二开关电路8的直流侧连接电抗器11。

另外，在第二平滑电容器7与电池2之间，设置检测流过电抗器11的电流作为电池2的充电电流i(将箭头的朝向作为正的电流)的电流传感器(未图示)，其检测出的输出被输入到控制电路20。而且，设置对第一平滑电容器4的电压v进行检测的电压传感器(未图示)，其检测出的输出被输入到控制电路20。在控制电路20中，根据所输入的充电电流i、电压v的值来生成对第一开关电路5以及第二开关电路8的各半导体开关元件q进行开关控制的驱动信号21a、21b，对第一开关电路5以及第二开关电路8进行驱动控制。

此外，相比于第二平滑电容器7，也可以在第二开关电路8侧的位置设置对电池2的充电电流i进行检测的电流传感器。

接下来，以下说明电池充放电装置100的动作。

图2是从直流电源1向电池2传送电力、即对电池2进行充电时的控制框图。检测出作为电池充放电装置100的输出电流的充电电流i并输入到控制电路20。如图所示，在控制电路20中，从充电电流指令值i*减去所输入的充电电流i来运算差分，以利用pi控制器使该差分接近0的方式进行反馈控制，从而决定第一开关电路5以及第二开关电路8的占空比。并且，根据占空比，生成各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b。

另外，在对电池2进行充电的情况下，与直流电源1并联连接的第一平滑电容器4的电压成为与直流电源1的电压相同的直流电压。

此外，在从电池2向直流电源1传送电力、即从电池2放电的情况下，充电电流指令值i*以及充电电流i为负。在该情况下，成为从直流电源1被供给电力时的逆向动作，所以与电池2并联地连接的第二平滑电容器7成为与电池2的电压相同的直流电压。

图3是示出电池充放电装置100的升压充电时的第一开关电路5、第二开关电路8的各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的一个周期量的波形的图。在该情况下，示出基于后述的对相移量进行控制的相移方式的驱动信号，针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式中的每个选通模式设置期间a～j进行了图示。此外，在图3内，为方便起见，用各元件的符号来表示q4a、q4b、q3a、q3b、q2a、q2b、q1a、q1b的各驱动信号的符号。

在该情况下，在将作为第一开关电路5内的一方的桥电路的第一桥电路(q4a、q4b)内的q4a设为第一基准元件、并将作为第二开关电路8内的一方的桥电路的第二桥电路(q1a、q1b)内的q1a设为第二基准元件时，第一基准元件q4a和第二基准元件q1a被同相位的驱动信号所驱动。

另外，将与第一基准元件q4a处于对角关系的q3b设为第一对角元件，将与第二基准元件q1a处于对角关系的q2b设为第二对角元件。

在第一开关电路5、第二开关电路8内的四个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的q4a、q3a、q2a、q1a以及负侧(低电压侧)的q4b、q3b、q2b、q1b除了防短路时间td以外分别以50％的接通时间比例被控制，向各桥电路的正侧的驱动信号和向各桥电路的负侧的驱动信号为相位反转180°的波形。此外，防短路时间td是为了防止正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件同时接通而设定的时间，在一方断开之后，在经过所设定的防短路时间td之后另一方接通。另外，为了使发送电力的一侧的第一开关电路5(或者第二开关电路8)的各半导体开关元件q进行零电压开关，设定成在防短路时间td的期间使与各半导体开关元件q并联连接的电容器13的电压增加至第一平滑电容器4(或者第二平滑电容器7)的电压、或者降低至零电压附近。

另外，根据作为控制指令的占空比，决定第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ1(第一相移量)以及第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2(第二相移量)。即，根据占空比来控制相移量θ1、θ2。在后面详细叙述该相移量θ1、θ2的控制，在该情况下，相移量θ1被保持为最小，相移量θ2根据占空比而变化。

另外，在将第一基准元件q4a和第一对角元件q3b同时接通的期间设为对角接通时间t1时，由相移量θ1决定对角接通时间t1。此外，q4b和q3a成为接通的对角接通时间t1a也与对角接通时间t1相等。

另外，在将第二基准元件q1a和第二对角元件q2b同时接通的期间设为对角接通时间t2时，由相移量θ2决定对角接通时间t2。此外，q1b和q2a同时接通的对角接通时间t2a也与对角接通时间t2相等。

电池充放电装置100是隔着变压器3而对称的电路结构，所以通过将图3所示的相移量θ1和相移量θ2的关系设为相反，能够控制从电池2向直流电源1的电力传送、即从电池2放电的动作。在该情况下，相移量θ2被保持为最小，相移量θ1根据占空比而变化。

图4是说明电池充放电装置100的基本控制动作的波形图，示出与占空比对应的相移量θ1、θ2和对角接通时间t1、t2。在该情况下，将从直流电源1向电池2的传送电力(充电电力)设为正，充放电控制是伴随升压的控制。该基本控制动作是相加后述偏移相位(offsetphase)之前的阶段的控制动作。

如图4所示，根据传送电力决定占空比。控制电路20在占空比为正时进行将相移量θ1保持为最小而使相移量θ2变化的充电控制，在占空比为负时进行将相移量θ2保持为最小而使相移量θ1变化的放电控制。另外，在占空比为0时、即相移量θ1、θ2都为最小的基准点30处，切换充电控制和放电控制。

此外，占空比为0的点是充电控制和放电控制的切换点，但为方便起见，也可以设为在占空比为正或者0时进行充电控制，在占空比为负时进行放电控制。另外，将基于充电控制的电力传送设为第一电力传送，将基于放电控制的电力传送设为第二电力传送。

首先，说明电池充放电装置100从直流电源1对电池2进行充电的充电控制。

从变压器3的第一绕组3a向第二绕组3b传送电力而在第二绕组3b中发生电压的期间是q4a、q3b同时接通的对角接通时间t1以及q4b、q3a同时接通的对角接通时间t1a。在升压充电时的控制中，控制电路20为了使对变压器3的第一绕组3a施加电压的期间成为最大，将对角接通时间t1(＝t1a)设定为最大接通时间tmax。根据用于使第一开关电路5的各半导体开关元件q进行零电压开关而所需的防短路时间td，设定该最大接通时间tmax。此时，q3b的驱动信号的相位相对q4a的驱动信号的相位的相移量θ1最小，与防短路时间td相等。

在该升压充电时，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内，存在由第二开关电路8对第二电抗器10进行励磁的期间。即，第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对q4a的驱动信号的相位的相移量θ2是相移量θ1以上的值，将相移量θ1、θ2都成为最小(防短路时间td)的基准点30设为起点。另外，控制电路20在占空比增大时将相移量θ1保持为最小并且使相移量θ2增大。

此外，对于放电控制，将相移量θ1和相移量θ2的关系设为相反，并将对角接通时间t1与对角接通时间t2的关系设为相反即可，省略说明。

在该情况下，第一基准元件q4a的驱动信号和第二基准元件q1a的驱动信号相同，所以在放电控制中，第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ3(第三相移量)与相对第一基准元件q4a的驱动信号的相移量θ2相同。同样地，放电控制中的第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ4(第四相移量)与相对第一基准元件q4a的驱动信号的相移量θ1相同。

另外，在相移方式中，不限于在传送电力成为0而实际的充电和放电切换的时间点占空比成为0，根据输入输出电压条件、或作为变压器3的第一绕组3a的卷绕数与第二绕组3b的卷绕数之比的绕组比等，占空比成为0的电力变化。

图5示出使对角接通时间t1、t2如图4所示那样变化时的充电电流i的推移。在该情况下，使直流电源1和电池2的电压值相等并且将变压器3的绕组比设定为1：1，而将防短路时间td设定为开关周期的4％。此外，以使开关周期成为1的方式将对角接通时间t1、t2、防短路时间td进行标准化而示出。根据半导体开关元件的开关速度，设定防短路时间td。开关速度一般记载于由半导体厂商所公开的数据手册。

在充电电流i为正的值时，从直流电源1向电池2的传送电力的极性也为正，电池2被充电，在充电电流i为负的值时，从直流电源1向电池2的传送电力的极性也为负，电池2被放电。此外，在图5所示的情况下，在切换充电控制和放电控制的点、即在占空比为0时，充电电流i为0且传送电力成为0。

如图5所示，在相加偏移相位之前的基本控制动作中，存在即便使对角接通时间t1、t2变化但充电电流i仍以恒定值推移的期间。在升压动作的情况下，需要进行如下动作：将对角接通时间t1、t2的一方设为最大接通时间tmax(0.42)并使另一方减少，从而设置仅使正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通的期间，生成电流回流的路径(回流路径)而对第一电抗器9或者第二电抗器10进行励磁。此时，在与桥电路的防短路时间td重叠时，正侧、负侧的半导体开关元件都断开，所以无法生成电流的回流路径，无法对第一电抗器9或者第二电抗器10进行励磁。这样，存在如下期间：由于防短路时间td而无法进行升压动作，而使充电电流i为恒定值(此时为0)的状态持续。

在图3中，相移量θ1、θ2满足θ2>θ1+td的关系，对角接通时间t1、t2满足t1>t2+td的关系。在该情况下，不存在由防短路时间td所引起的问题，实施升压充电动作。

图6～图15示出与图3所示的各选通模式匹配的电流路径。图6～图15依次对应于图3内的期间b～j、期间a。

以下，根据图3以及图6～图15，示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。为方便起见，从期间b开始说明。

在期间b，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以经由q4a和q3b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q1a和q2a接通，所以电流经由q1a或者q1a的二极管和q2a回流。因此，期间b是对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的期间(图6)。

在期间c，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a断开，电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间c是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图7)。

在期间d，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b接通，电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间d是将第一电抗器以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图8)。

在期间e，在第一开关电路5中q4a断开，电流经由q4b的二极管和q3b而回流。在第二开关电路8中q1a断开，q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以由于电池2的电压，回流电流逐渐减少。因此，期间e是回流电流减少的期间(图9)。

在期间f，在第一开关电路5中q3b断开，q4b接通。q4b从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间e中回流电流是0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4b或者q4b的二极管和q3a的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1b接通，所以电流经由q1b和q2b或者q2b的二极管而回流。因此，期间f是回流电流减少的期间(图10)。

在期间g，在第一开关电路5中q3a接通，q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1传送能量。此时，电流的极性从期间f开始反转。在第二开关电路中q1b和q2b接通，所以电流经由q1b或者q1b的二极管和q2b而回流。因此，期间g是对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的期间(图11)。

在期间h，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b断开，电流经由q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间h是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图12)。

在期间i，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a接通，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间i是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图13)。

在期间j，在第一开关电路5中q4b断开，电流经由q4a的二极管和q3a而回流。在第二开关电路8中q1b断开，q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。因此，期间j是回流电流减少的期间(图14)。

接下来，在期间a，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。q4a从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间j中回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4a或者q4a的二极管和q3b的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1a接通，所以电流经由q1a和q2a或者q2a的二极管而回流。因此，期间a是回流电流减少的期间(图15)。

通过反复进行这样的一连串的控制(期间a～j)，电池充放电装置100使在变压器3的第二绕组3b中发生的电压升压而向电池2供给电力。

接下来，说明在基于图4的相移方式的基本控制动作中相移量θ1、θ2满足θ2＝θ1+td的关系、且对角接通时间t1、t2满足t1＝t2+td的关系的情况。图16示出各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的一个周期量的波形。在图16中，针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式中的每个选通模式设置期间aa～ja而进行了图示。

图17～图26示出与图16所示的各选通模式匹配的电流路径。根据图16以及图17～图26，示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。

在期间aa，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。在第二开关电路8中q1a接通，所以电流经由q1a和q2a或者q2a的二极管而回流。因此，期间aa是回流电流减少的期间(图17)。此外，关于期间aa，在后面详细叙述。

在期间ba，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以经由q4a和q3b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a断开且q1a接通，所以电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ba是向电池2侧传送电力的期间(图18)。

在期间ca，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b接通，电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ca是向电池2侧传送电力的期间(图19)。

在期间da，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中，电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间da是向电池2侧传送电力的期间(图20)。

在期间ea，在第一开关电路5中q4a断开，电流经由q4b的二极管和q3b而回流。在第二开关电路8中q1a断开，q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。因此，期间ea是回流电流减少的期间(图21)。

在期间fa，在第一开关电路5中q3b断开，q4b接通。q4b从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间ea中回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4b或者q4b的二极管和q3a的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1b接通，所以电流经由q1b和q2b或者q2b的二极管而回流。因此，期间fa是回流电流减少的期间(图22)。

在期间ga，在第一开关电路5中q3a接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间fa开始反转。在第二开关电路中q2b断开且q1b接通，所以电流从q1b或者q1b的二极管经由q2a的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ga是向电池2侧传送电力的期间(图23)。

在期间ha，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a接通，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ha是向电池2侧传送电力的期间(图24)。

在期间ia，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ia是向电池2侧传送电力的期间(图25)。

在期间ja，在第一开关电路5中q4b断开，电流经由q4a的二极管和q3a而回流。在第二开关电路8中，q1b断开，q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。因此，期间ja是回流电流减少的期间(图26)。

接下来返回到期间aa，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。q4a从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间ja中回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4a或者q4a的二极管和q3b的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1a接通，所以电流经由q1a和q2a或者q2a的二极管而回流。因此，期间aa是回流电流减少的期间(参照图17)。

通过反复进行这样的一连串的控制(期间aa～ja)，电池充放电装置100通过在变压器3的第二绕组3b中发生的电压对电池2供给电力。

在所述的图3所述的驱动信号的期间b(参照图6)以及期间g(参照图11)，对第一电抗器9、第二电抗器10进行励磁，由此使在变压器3的第二绕组3b中发生的电压升压而对电池2供给电力。但是，在图16所示的驱动信号的情况下，在期间ba(参照图18)以及期间ga(参照图23)，q2a和q2b处于防短路时间td，所以都为断开，不进行对第一电抗器9、第二电抗器10进行励磁的升压动作。因此，在利用图16所示的驱动信号进行的控制(期间aa～ja)中，电池2的电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的情况下，电力不会被传送到电池2侧。

为了对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁，需要如图3所示的驱动信号那样，相移量θ1、θ2满足θ2>θ1+td的关系，对角接通时间t1、t2满足t1>t2+td。

接下来，说明在基于图4的相移方式的基本控制动作中将相移量θ1、θ2设为θ2＝θ1、并将对角接通时间t1、t2设为t2＝t1的情况。图27示出各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的一个周期量的波形。在图27中，针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式中的每个选通模式，设置期间ab～jb而进行了图示。

在期间ab，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。在第二开关电路8中q2a断开且q1a接通，所以电流经由q1a和q2a的二极管而回流。因此，期间ab是回流电流减少的期间，是与图16内的期间aa等效的期间。此外，关于期间ab，在后面详细叙述。

在期间bb，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以经由q4a和q3b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b接通且q1a接通，所以电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间bb是向电池2侧传送电力的期间，但未进行对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的升压动作，所以在电池2的电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的情况下，电力不会被传送到电池2侧。该期间bb是与图16内的期间ba等效的期间。

在期间cb，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q1a和q2b接通，所以电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间cb是向电池2侧传送电力的期间，是与图16内的期间ca等效的期间。

在期间db，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中，电流从q1a或者q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间db是向电池2侧传送电力的期间，是与图16内的期间da等效的期间。

在期间eb，在第一开关电路5中q4a断开，电流经由q4b的二极管和q3b而回流。在第二开关电路8中q1a断开，q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。因此，期间eb是回流电流减少的期间，是与图16内的期间ea等效的期间。

在期间fb，在第一开关电路5中q3b断开，q4b接通。q4b从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间eb中回流电流是0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4b或者q4b的二极管和q3a的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q2b断开且q1b接通，所以电流经由q1b和q2b的二极管而回流。因此，期间fb是回流电流减少的期间，是与图16内的期间fa等效的期间。

在期间gb，在第一开关电路5中q3a接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间fb开始反转。在第二开关电路中q2a接通且q1b接通，所以电流从q1b或者q1b的二极管经由q2a或者q2a的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间gb是向电池2侧传送电力的期间，但未进行对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的升压动作，所以在电池2的电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的情况下，电力不会被传送到电池2侧。该期间gb是与图16内的期间ga等效的期间。

在期间hb，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q1b和q2a接通，所以电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间hb是向电池2侧传送电力的期间，是与图16内的期间ha等效的期间。

在期间ib，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1传送能量。在第二开关电路8中，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b或者q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间ib是向电池2侧传送电力的期间，是与图16内的期间ia等效的期间。

在期间jb，在第一开关电路5中q4b断开，电流经由q4a的二极管和q3a而回流。在第二开关电路8中q1b断开且q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。因此，期间jb是回流电流减少的期间，是与图16内的期间ja等效的期间。

接下来，返回到期间ab，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。q4a从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间jb中回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4a或者q4a的二极管和q3b的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1a接通，所以电流经由q1a和q2a的二极管而回流。因此，期间ab是回流电流减少的期间，是与图16内的期间aa等效的期间。

通过反复进行这样的一连串的控制(期间ab～jb)，从而电池充放电装置100利用在变压器3的第二绕组3b中发生的电压对电池2供给电力。另外，关于图27所示的一连串的控制(期间ab～jb)与图16所示的一连串的控制(期间aa～ja)，差别仅在于各期间中的电流所流过的路径是半导体开关元件q还是半导体开关元件q的二极管，作用是等效的，即，使电池充放电装置100同等地动作。即，在θ2＝θ1+td(t1＝t2+td)的情况和θ2＝θ1(t1＝t2)的情况下可得到相等的传送电力。

以上的说明是关于基于图4的相移方式的基本控制动作在从直流电源1向电池2传送电力、即对电池2进行充电的情况下的与升压动作有关的说明。此外，在从电池2向直流电源1传送电力即将电池2进行放电时进行升压动作的情况、也就是说充电电流i为负的情况下，电池充放电装置100的直流/直流变换电路是以变压器3为中心而在左右以对称的方式配置第一电抗器9、第二电抗器10和第一开关电路5、第二开关电路8的结构，并且由于相移方式的控制的对称性，相移量θ1、θ2的大小关系以及对角接通时间t1、t2的大小关系反转，在电流路径中仅仅是电流的方向发生对调以使得第一开关电路5与第二开关电路8对调。

这样，在基于图4的基本控制动作中，在两个相移量θ1、θ2的差是防短路时间td以下时，由于防短路时间td而无法恰当地进行升压动作，传送电力不变化。因此，如图5所示，在t1≥t2且t1≤t2+td的范围中充电电流i以恒定值(在该情况下是0)推移，在t1<t2且t2≤t1+td的范围中充电电流i以恒定值(在该情况下是0)推移。

在本实施方式中，在对所述的充电控制和放电控制进行切换的占空比为0时，在充电电流i是0、即传送电力是0的情况下，如图28所示，在占空比为正或者0时，对相移量θ2相加偏移相位，在占空比为负时，对相移量θ4(＝θ1)相加偏移相位。将相加的偏移相位设为与防短路时间td相当的相位。

即，在占空比为正或者0的充电控制中，控制电路20将相移量θ1保持为最小，关于相移量θ2，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t1被保持为最大，关于对角接通时间t2，从运算出的值减去防短路时间td。

由此，在占空比为正或者0的充电控制中，在向电池2的传送电力为正或者0、且向电池2的输出电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ2比相移量θ1大的量超过防短路时间。

另外，控制电路20在占空比为负的放电控制中，将相移量θ3(＝θ2)保持为最小，关于相移量θ4(＝θ1)，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t3(＝t2)被保持为最大，关于对角接通时间t4(＝t1)，从运算出的值减去防短路时间td。

由此，在占空比为负的放电控制中，在向电池2的传送电力为负或者0、且向第一直流电源1的输出电压高于在变压器3的第一绕组3a中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ4比相移量θ3大的量超过防短路时间。

图29示出如图28所示那样使对角接通时间t1、t2变化时的充电电流i的推移。在该情况下，设为与图5所示的情况同样的条件，即，使直流电源1与电池2的电压值相等并且将变压器3的绕组比设定为1：1，而将防短路时间td设定为开关周期的4％。此外，在此将对角接通时间t3表示为t2，将对角接通时间t4表示为t1。

如图29所示，将对角接通时间t1、t2中的一方设为最大接通时间tmax(0.42)，使另一方小于(tmax-td)。由此，仅正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通而生成电流回流的路径(回流路径)，能够确保对第一电抗器9或者第二电抗器10进行励磁的期间，电池充放电装置100可靠地进行升压动作而双向地传送电力。此时，不存在如图5所示那样的充电电流i恒定地推移的期间，能够可靠地控制传送电力。

如以上说明那样，在占空比为0时，在充电电流i为0的情况下，在占空比为正或者0的区域中对相移量θ2相加偏移相位，在占空比为负的区域中对相移量θ4(＝θ1)相加偏移相位，从而能够防止由于防短路时间而使控制性变差，能够通过可靠的升压动作而可靠性良好地控制传送电力。

此外，以上的说明是直流电源1和电池2的电压值相等的情况，以下，说明电池2的电压值大于直流电源1的电压值的情况。对于电池2的电压值小于直流电源1的电压值的情况，对调充放电即可，所以省略说明。

图30(a)、图30(b)是示出充电电流i的推移的图，电池2的电压值大于直流电源1的电压值，并且将变压器3的绕组比设定为1：1，而将防短路时间td设定为开关周期的4％。图30(a)示出图4所示的基本控制动作时的充电电流i的推移，图30(b)示出本实施方式的相加了偏移相位的控制动作时的充电电流i的推移。此外，在此将对角接通时间t3表示为t2，将对角接通时间t4表示为t1。

在该情况下，不伴随升压动作地流过从电池2放电的电流，所以在占空比为0时，充电电流i为负、即传送电力为负。

在基本控制动作时，如图30(a)所示，在两个对角接通时间t1、t2的差大于防短路时间td时，通过可靠的升压动作，充电电流i根据占空比而变化。另外，t1≥t2且t1≤t2+td的范围是将对角接通时间t1保持为最大并使对角接通时间t2减少的充电控制，但充电电流i为负的值而实际上进行放电，充电电流i根据占空比而变化。

另外，在将对角接通时间t2保持为最大并使对角接通时间t1减少的放电控制中，在t1<t2且t2≤t1+td的范围中充电电流i以恒定值(在该情况下是负的值)推移。

在该情况下，在切换充电控制和放电控制的占空比为0时，充电电流i为负、即传送电力为负，如图30(b)所示，在占空比为负的区域中，对相移量θ4(＝θ1)相加偏移相位。将相加的偏移相位设为与防短路时间td相当的相位。

即，在占空比为正或者0的充电控制中，控制电路20使用根据占空比运算出的相移量θ1、θ2，对角接通时间t1被保持为最大，在占空比增大时作为运算出的值的对角接通时间t2减少。

在该充电控制中，在充电电流i为正或者0即向电池2的传送电力为正或者0、且向电池2的输出电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ2比相移量θ1大的量超过防短路时间。

另外，在占空比为负的放电控制中，控制电路20将相移量θ3(＝θ2)保持为最小，关于相移量θ4(＝θ1)，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t3(＝t2)被保持为最大，关于对角接通时间t4(＝t1)，从运算出的值减去防短路时间td。

由此，在占空比为负的放电控制中，在向电池2的传送电力为负、且向第一直流电源1的输出电压高于在变压器3的第一绕组3a中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ4比相移量θ3大的量超过防短路时间。

这样，在放电控制中，使两个对角接通时间t4(t1)、t3(t2)的差大于防短路时间td，仅使正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通而生成电流回流的路径(回流路径)，从而能够确保对第一电抗器9进行励磁的期间，电池充放电装置100可靠地进行升压动作而传送电力。因此，在充电控制、放电控制这双方中，不存在充电电流i恒定地推移的期间，能够可靠地控制传送电力。

此外，在切换充电控制和放电控制的占空比为0时，在充电电流i为正、即传送电力为正的情况下，在占空比为正或者0的充电控制的区域中，对相移量θ2相加与防短路时间td相当的偏移相位。由此，在充电控制中，能够消除充电电流i恒定地推移的期间，能够可靠地控制传送电力。

如以上那样，在本实施方式中，在占空比为0时如果传送电力为正，则控制电路20对充电控制的期间的相移量θ2相加偏移相位来进行控制，在所述占空比为0时如果传送电力为负，则控制电路20对放电控制的期间的相移量θ4(＝θ1)相加偏移相位来进行控制，在占空比为0时如果传送电力为0，则控制电路20对充电控制的期间的相移量θ2和放电控制的期间的相移量θ4(＝θ1)这双方相加偏移相位来进行控制。

另外，根据电池2与直流电源1的电压关系，能够预测防短路时间td中的充电电流i的极性、即传送电力的极性，所以也可以根据电池2与直流电源1的电压关系来决定偏移相位的相加。

如果将变压器3的第一绕组3a与第二绕组3b的绕组比设为nl：nb，则在直流电源1的电压值大于电池2的电压值的nl/nb倍时，在占空比为0时传送电力为正，对充电控制的期间的相移量θ2相加偏移相位。在直流电源1的电压值小于电池2的电压值的nl/nb倍时，在占空比为0时传送电力为负，对放电控制的期间的相移量θ4(＝θ1)相加偏移相位。另外，在直流电源1的电压值等于电池2的电压值的nl/nb倍时，在占空比为0时传送电力为0，对充电控制的期间的相移量θ2和放电控制的期间的相移量θ4(＝θ1)这双方相加偏移相位。

通过这样的控制，能够防止由于防短路时间无法进行升压动作而控制性变差，能够可靠性良好地控制传送电力。

实施方式2.

接下来，说明本发明的实施方式2。

在所述实施方式1中，控制电路20是以伴随升压的充放电控制为基础的电路，但在本实施方式中，说明还进行降压控制的情况。

在本实施方式中，电池充放电装置100的电路结构与所述实施方式1的图1所示的结构相同，控制电路20的图2所示的动作也与所述实施方式1相同。

图31是示出该实施方式2的电池充放电装置100的升压充电时的第一开关电路5、第二开关电路8的各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式中的每个选通模式，设置期间a+～j+来图示。此外，在本实施方式中，为方便起见也在图中用各元件的符号来表示q4a、q4b、q3a、q3b、q2a、q2b、q1a、q1b的各驱动信号的符号。

在该情况下，以作为第一开关电路5内的一方的桥电路的第一桥电路(q4a、q4b)为基准，生成全体的驱动信号。作为第二开关电路8内的一方的桥电路的第二桥电路(q1a、q1b)的q1a、q1b被保持为断开状态。

另外，在第二桥电路(q1a、q1b)以外的三个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的q4a、q3a、q2a以及负侧(低电压侧)的q4b、q3b、q2b除了防短路时间td以外分别以50％的接通时间比例被控制。此外，防短路时间td是为了防止正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件同时接通而设定的时间，在一方断开之后，在经过所设定的防短路时间td之后另一方接通。另外，在该情况下，为了使发送电力的一侧的第一开关电路5的各半导体开关元件q进行零电压开关，设定成在防短路时间td的期间使与各半导体开关元件q并联连接的电容器13的电压增加至第一平滑电容器4的电压或者降低至零电压附近。

另外，将第一桥电路(q4a、q4b)内的q4a设为第一基准元件，将第二桥电路(q1a、q1b)内的q1a设为第二基准元件，将与第一基准元件q4a处于对角关系的q3b设为第一对角元件，将与第二基准元件q1a处于对角关系的q2b设为第二对角元件。

另外，根据作为控制指令的占空比，决定第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ1(第一相移量)、以及第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2(第二相移量)。即，根据占空比控制相移量θ1、θ2。在该情况下，相移量θ1被保持为最小，相移量θ2根据占空比而变化。

另外，如图31所示，在将第一基准元件q4a和第一对角元件q3b同时接通的期间设为对角接通时间t1时，由相移量θ1决定对角接通时间t1。此外，q4b和q3a同时接通的对角接通时间t1a也与对角接通时间t1相等。

另外，针对第二桥电路(q1a、q1b)，将与第一桥电路(q4a、q4b)相等的驱动信号设想为假想驱动信号，将基于第二基准元件q1a的假想驱动信号实现的q1a的假想接通和第二对角元件q2b的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t2。根据第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2，决定该假想对角接通时间t2。此外，基于q1b的假想驱动信号实现的q1b的假想接通和q2a的接通重叠的假想对角接通时间t2a也与假想对角接通时间t2相等。

图32～图41示出与图31所示的各选通模式匹配的电流路径。图32～图41依次对应于图31内的期间b+～j+、期间a+。

以下，根据图31以及图32～图41，示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。此外，电池2的电压设为高于在第二绕组3b中发生的电压，从直流电源1向电池2传送电力。

为方便起见，从期间b+开始说明。

在期间b+，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以经由q4a和q3b从直流电源1侧传送能量。相对于后述的期间j+、期间a+，电流的极性反转。在第二开关电路8中q2a接通，所以电流经由q1a的二极管和q2a而回流。因此，期间b+是对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的期间(图32)。

在期间c+，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a断开，电流从q1a的二极管经由q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间c+是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图33)。

在期间d+，在第一开关电路5中q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b接通，电流从q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间d+是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图34)。

在期间e+，在第一开关电路5中q4a断开，电流经由q4b的二极管和q3b而回流。在第二开关电路8中q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]。因此，期间e+是回流电流减少的期间(图35)。

在期间f+，在第一开关电路5中q3b断开，q4b接通。q4b从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间e+中回流电流是0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4b或者q4b的二极管和q3a的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压-电池2的电压)而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]。因此，期间f是回流电流减少的期间(图36)。

在期间g+，在第一开关电路5中q3a变为接通，q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间f+开始反转。在第二开关电路8中q2b接通，所以电流经由q1b的二极管和q2b而回流。因此，期间g+是对第一电抗器9以及第二电抗器10进行励磁的期间(图37)。

在期间h+，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8侧q2b断开，电流经由q2a的二极管和q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间h+是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图38)。

在期间i+，在第一开关电路5中q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2a接通，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间i+是将第一电抗器9以及第二电抗器10的励磁能量传送到电池2侧的期间(图39)。

在期间j+，在第一开关电路5中q4b断开，电流经由q4a的二极管和q3a而回流。在第二开关电路8中，q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1b的二极管断开而维持0[a]。因此，期间j+是回流电流减少的期间(图40)。

接下来，在期间a+，在第一开关电路5中q3a断开，q4a接通。q4a从二极管导通状态变得接通，所以zvs(零电压开关)成立。在期间j+中回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4a或者q4a的二极管和q3b的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压-电池2的电压)而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1b的二极管断开而维持0[a]。因此，期间a+是回流电流减少的期间(图41)。

通过反复进行这样的一连串的控制(期间a+～j+)，电池充放电装置100对在变压器3的第二绕组3b中发生的电压进行升压而向电池2供给电力。

在将直流电源1的电压设为vl时，第一开关电路5在q4a、q3b同时接通的对角接通时间t1输出电压vl的正的脉冲而施加到变压器3的第一绕组3a，在q4b、q3a同时接通的对角接通时间t1a输出电压(-vl)的负的脉冲而施加到变压器3的第一绕组3a。如果将变压器3的第一绕组3a与第二绕组3b的绕组比设为nl：nb，则此时对变压器3的第二绕组3b施加(±vl)×nb/nl的电压。

另外，在第二开关电路8中，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内设置对第二电抗器10进行励磁的期间(b+、g+)，即，将第二电抗器10用于升压电抗器而进行升压动作。

另外，变压器3的初级侧的第一开关电路5中的各半导体开关元件q的开关动作由于电容器13以及第一电抗器9的作用，全部成为零电压开关动作。此外，次级侧的第二开关电路8的开关动作的一部分成为零电压开关动作。

另外，第二桥电路(q1a、q1b)的q1a、q1b被保持为断开状态，所以在期间e+、f+，在回流电流减少而成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]，不会流过逆电流。在期间j+、a+，在回流电流减少而成为0[a]时，q1b的二极管也断开而维持0[a]，不会流过逆电流。由此，在电池充放电装置100内抑制对于电力传送没有贡献的无效电力。

接下来，图42是示出电池充放电装置100的降压充电时的第一开关电路5、第二开关电路8的各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的波形的图。在该情况下，也针对作为驱动信号的组合模式的多个选通模式中的每个选通模式设置期间a-～j-来进行图示，为方便起见，用各元件的符号来表示q4a、q4b、q3a、q3b、q2a、q2b、q1a、q1b的各驱动信号的符号。

与图31所示的升压充电时同样地，以第一开关电路5内的第一桥电路(q4a、q4b)为基准，生成全体的驱动信号，第二开关电路8内的第二桥电路(q1a、q1b)的q1a、q1b被保持为断开状态。另外，在第二桥电路(q1a、q1b)以外的三个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的q4a、q3a、q2a以及负侧(低电压侧)的q4b、q3b、q2b除了防短路时间td以外分别以50％的接通时间比例被控制。

另外，根据作为控制指令的占空比，决定第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ1(第一相移量)、以及第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2(第二相移量)。在该情况下，相移量θ1和相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比而变化。

在该情况下，也由相移量θ1决定对角接通时间t1、t1a。另外，针对第二桥电路(q1a、q1b)，在将与第一桥电路(q4a、q4b)相等的驱动信号设想为假想驱动信号时，由相移量θ2决定所述假想对角接通时间t2、t2a。在该情况下，对角接通时间t1、t1a与假想对角接通时间t2、t2a相等。

图43～图52示出与图42所示的各选通模式匹配的电流路径。图43～图52依次对应于图42内的期间d-～j-、期间a-～c-。

以下，基于图42以及图43～图52，示出一个周期内的电池充放电装置100的动作。此外，电池2的电压设为低于在第二绕组3b中发生的电压，从直流电源1向电池2传送电力。

为方便起见，从期间d-开始进行说明。

在期间d-，在第一开关电路5中q3b变为接通，q4a和q3b接通而对角两个元件导通，所以从直流电源1侧传送能量。在第二开关电路8中q2b接通，电流从q1a的二极管经由q2b或者q2b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间d-是将电力传送到电池2侧的期间(图43)。

在期间e-，在第一开关电路5中q4a断开，电流经由q4b的二极管和q3b而回流。在第二开关电路8中q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]。因此，期间e-是回流电流减少的期间(图44)。

在期间f-、g-，在第一开关电路5中q4b接通，电流经由q4b或者q4b的二极管和q3b而回流。q4b从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在第二开关电路8中q1a的二极管和q2b或者q2b的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]。因此，期间f-、g-是回流电流减少的期间(图45、图46)。

在期间h-，在第一开关电路5中q3b断开，在回流电流为0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4b或者q4b的二极管和q3a的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中q2b断开，但q1a的二极管和q2b的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压-电池2的电压)而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1a的二极管断开而维持0[a]。因此，期间h-是回流电流减少的期间(图47)。

在期间i-，在第一开关电路5中q3a变为接通，q3a和q4b接通而对角两个元件导通，所以经由q3a和q4b从直流电源1侧传送能量。此时，电流的极性从期间h-开始反转。在第二开关电路8中q2a接通，电流经由q2a或者q2a的二极管和q1b的二极管流过，电力被传送到电池2侧。因此，期间i-是将电力传送到电池2侧的期间(图48)。

在期间j-，在第一开关电路5中q4b断开，电流经由q4a的二极管和q3a而回流。在第二开关电路8中q1b的二极管和q2a或者q2a的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1b的二极管断开而维持0[a]。因此，期间j-是回流电流减少的期间(图49)。

接下来，在期间a-、b-，在第一开关电路5中q4a接通，电流经由q4a或者q4a的二极管和q3a而回流。q4a从二极管导通状态变为接通，所以zvs(零电压开关)成立。在第二开关电路8中q1b的二极管和q2a或者q2a的二极管接通，所以回流电流由于电池2的电压而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1b的二极管断开而维持0[a]。因此，期间j-是回流电流减少的期间(图50、图51)。

在期间c-，在第一开关电路5中q3a断开，在回流电流是0[a]以上、即残留有电流的情况下，经由q4a或者q4a的二极管和q3b的二极管向直流电源1侧再生电流。在第二开关电路8中，虽然q2a断开，但q2a的二极管和q1b的二极管接通，所以回流电流由于(直流电源1的电压-电池2的电压)而逐渐减少。在回流电流成为0[a]时q1b的二极管断开而维持0[a]。因此，期间c-是回流电流减少的期间(图52)。

通过反复进行这样的一连串的控制(期间a-～j-)，电池充放电装置100对在变压器3的第二绕组3b中发生的电压进行降压而向电池2供给电力。

另外，变压器3的初级侧的第一开关电路5中的各半导体开关元件q的开关动作在电容器13以及第一电抗器9的作用下全部成为零电压开关动作。此外，次级侧的第二开关电路8的开关动作的一部分成为零电压开关动作。

另外，第二桥电路(q1a、q1b)的q1a、q1b被保持为断开状态，所以在期间e-～h-，在回流电流减少而成为0[a]时，q1a的二极管断开而维持0[a]，不会流过逆电流。在期间j-、a-～c-，在回流电流减少而成为0[a]时，q1b的二极管也断开而维持0[a]，不会流过逆电流。

接下来，说明电池充放电装置100从电池2向直流电源1传送电力的情况。

图53是电池充放电装置100从电池2向直流电源1传送电力的、即将电池2进行放电时的控制框图。此时，在电池充放电装置100中，向直流电源1进行输出，第一平滑电容器4的电压v被检测为输出电压而被输入到控制电路20。如图所示，在控制电路20中，从输出电压指令值v*减去所输入的输出电压v来运算差分电压，以通过pi控制器使运算出的差分电压接近0的方式运算充电电流指令值i*。另外，从充电电流指令值i*减去所输入的充电电流i来运算差分，以通过pi控制器使该差分接近0的方式进行反馈控制，从而决定第一开关电路5以及第二开关电路8的占空比。然后，根据占空比来生成各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b。

此外，在从电池2供给电力的情况下，成为从直流电源1被供给电力时的逆向动作，所以充电电流i以及充电电流指令值i*的极性为负。另外，与电池2并联地连接的第二平滑电容器7成为与电池2的电压相同的直流电压。

图54是示出电池充放电装置100的降压放电时的第一开关电路5、第二开关电路8的各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的波形的图。另外，图55是示出电池充放电装置100的升压放电时的第一开关电路5、第二开关电路8的各半导体开关元件q的驱动信号21a、21b的波形的图。

在电池充放电装置100的降压放电中，如图54所示，成为降压充电时的逆向动作，对调降压充电时的第一开关电路5的驱动信号与第二开关电路8的驱动信号。另外，关于各期间aa-～jj-的动作，也与使降压充电时的各期间a-～j-的第一开关电路5和第二开关电路8相反的情况相同。

在电池充放电装置100的升压放电中，如图55所示，成为升压充电时的逆向动作，调换升压充电时的第一开关电路5的驱动信号与第二开关电路8的驱动信号。另外，关于各期间aa+～jj+的动作，也与使升压充电时的各期间a+～j+的第一开关电路5和第二开关电路8相反的情况相同。

在将电池2的电压设为vb时，第二开关电路8在q1a(第二基准元件)、q2b(第二对角元件)同时接通的对角接通时间t3输出电压vb的正的脉冲而施加到变压器3的第二绕组3b，在q1b、q2a同时接通的对角接通时间t3a输出电压(-vb)的负的脉冲而施加到变压器3的第二绕组3b。如果将变压器3的第一绕组3a和第二绕组3b的绕组比设为nl：nb，则此时对变压器3的第一绕组3a施加(±vb)×nl/nb的电压。

在图54所示的降压放电中直流电源1的电压设为低于在第一绕组3a中发生的电压，在图55所示的升压放电中直流电源1的电压设为高于在第一绕组3a中发生的电压，双方都从电池2向直流电源1传送电力。

在电池充放电装置100从电池2向直流电源1传送电力的电池放电时，如以下那样控制第一开关电路5、第二开关电路8。

以第二开关电路8内的第二桥电路(q1a、q1b)为基准，生成全体的驱动信号。第一开关电路5内的第一桥电路(q4a、q4b)的q4a、q4b被保持为断开状态。

另外，在第一桥电路(q4a、q4b)以外的三个桥电路中，构成各桥电路的正侧(高电压侧)的q1a、q2a、q3a以及负侧(低电压侧)的q1b、q2b、q3b除了防短路时间td以外分别以50％的接通时间比例被控制。在该情况下，控制电路20在对发送电力的一侧的第二开关电路8的各半导体开关元件q进行开关时，在防短路时间td的期间使与各半导体开关元件q并联连接的电容器13的电压增加至第二平滑电容器7的电压或者降低至零电压附近而进行零电压开关。

另外，根据作为控制指令的占空比，决定第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ3(第三相移量)、以及第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ4(第四相移量)。即，根据占空比来控制相移量θ3、θ4。

在图54所示的降压放电中，相移量θ3与相移量θ4相等，双方的相移量θ3、θ4根据占空比而变化。另外，在图55所示的升压放电中，相移量θ3被保持为最小，相移量θ4根据占空比而变化。

另外，如图54、图55所示，由相移量θ3决定q1a和q2b同时接通的对角接通时间t3，q1b和q2a同时接通的对角接通时间t3a也与对角接通时间t3相等。

另外，控制电路20针对第一桥电路(q4a、q4b)，将与第二桥电路(q1a、q1b)相等的驱动信号设想为假想驱动信号，将基于q4a的假想驱动信号实现的q4a的假想接通与q3b的接通重叠的期间设为假想对角接通时间t4。由相移量θ4决定该假想对角接通时间t4。此外，基于q4b的假想驱动信号实现的q4b的假想接通与q3a的接通重叠的假想对角接通时间t4a也与假想对角接通时间t4相等。

如以上那样，在电池充放电装置100中，具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这四个控制模式而进行双向的电力传送。另外，如上所述，在从直流电源1向电池2传送电力即充电时，根据占空比，控制第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ1、以及第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2。另外，在从直流电源1向电池2传送电力即放电时，根据占空比，控制第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ3、以及第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第二基准元件q1a的驱动信号的相位的相移量θ4。

图56是说明该实施方式2的电池充放电装置100的基本控制动作的波形图，示出与占空比对应的相移量θ1～θ4和对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4。此外，该基本控制动作是相加后述的偏移相位之前的阶段的控制动作。如图56所示，根据传送电力来决定占空比。在该情况下，将充电方向的电力设为正。

此外，充电时的相移量θ1和放电时的相移量θ4都是第一对角元件q3b的相移量，所以继续用同样的实线来记载。另外，充电时的相移量θ2和放电时的相移量θ3都是第二对角元件q2b的相移量，所以继续用同样的虚线来记载。同样地，继续用同样的实线来记载对角接通时间t1和假想对角接通时间t4，继续用同样的虚线来记载假想对角接通时间t2和对角接通时间t3。

首先，说明电池充放电装置100从直流电源1对电池2进行充电的控制。

从变压器3的第一绕组3a向第二绕组3b传送电力而在第二绕组3b中发生电压的期间是q4a、q3b同时接通的对角接通时间t1、以及q4b、q3a同时接通的对角接通时间t1a。

在升压时，通过使该期间尽可能长，能够降低第一开关电路5以及第二开关电路8的与回流期间有关的损耗。

因此，在升压充电时的控制中，控制电路20为了使对变压器3的第一绕组3a施加电压的期间成为最大，而将对角接通时间t1(＝t1a)设定为最大接通时间tmax。根据用于使第一开关电路5的各半导体开关元件q进行零电压开关而所需的防短路时间td，设定该最大接通时间tmax。此时，q3b的驱动信号的相位相对q4a的驱动信号的相位的相移量θ1最小，等于防短路时间td。

在该升压充电时，在对变压器3施加电压的对角接通时间(t1、t1a)内，存在通过第二开关电路8对第二电抗器10进行励磁的期间。即，第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对q4a的驱动信号的相位的相移量θ2是相移量θ1以上的值，将相移量θ1、θ2都为最小(防短路时间td)的第一基准点22设为起点。另外，控制电路20在占空比增大时将相移量θ1保持为最小并且使相移量θ2增大。

在处于相移量θ1、θ2都为最小(防短路时间td)的第一基准点22时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2都是成为最大接通时间tmax的点22a。另外，在以点22a为起点而占空比增大时，控制电路20将对角接通时间t1保持为最大接通时间tmax并且使假想对角接通时间t2减小。

另外，在降压充电时，相移量θ1与相移量θ2相等，双方的相移量θ1、θ2根据占空比而变化。

在相移量θ1、θ2最大时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2都最小，是不进行电力传送的状态。在降压充电时，在占空比为0时相移量θ1、θ2最大，在占空比增大时，控制电路20使相移量θ1、θ2都减小。此时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2增大。

另外，控制电路20在相移量θ1、θ2都最大时，从将第二开关电路8内的第二桥(q1a、q1b)保持为断开状态的控制，切换为将第一开关电路5的第一桥(q4a、q4b)保持为断开状态的控制，从而切换电力传送方向。在该切换时，对角接通时间t1以及假想对角接通时间t2都最小，即是不进行电力传送的状态时，所以不会因切换而发生影响，能够实现平滑的切换。

在将电池2进行放电而向直流电源1传送电力的升压放电时的控制中，控制电路20将对角接通时间t3(＝t3a)设定为最大接通时间tmax，以使对变压器3的第二绕组3b施加电压的期间变得最大。此时，q2b的驱动信号的相位相对q1a的驱动信号的相位的相移量θ3最小(防短路时间td)。q3b的驱动信号的相位相对q1a的驱动信号的相位的相移量θ4是相移量θ3以上的值。另外，如果以相移量θ3、θ4都为最小(防短路时间td)的第二基准点23为起点，放电电力增大而占空比在负方向上增大，则控制电路20将相移量θ3保持为最小，并且使相移量θ4增大。

在处于相移量θ3、θ4都为最小(防短路时间td)的第二基准点23时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4都是成为最大接通时间tmax的点23a。另外，在以点23a为起点而占空比在负方向上增大时，控制电路20将对角接通时间t3保持为最大接通时间tmax，并且使假想对角接通时间t4减小。

另外，在降压放电时，相移量θ3和相移量θ4相等，双方的相移量θ3、θ4根据占空比而变化。

在相移量θ3、θ4最大时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4都最小，是不进行电力传送的状态。在降压放电时，在占空比为0时相移量θ3、θ4最大，在占空比在负方向上增大时控制电路20使相移量θ3、θ4都减小。此时，对角接通时间t3以及假想对角接通时间t4增大。

另外，在相移量θ3、θ4都最大时，控制电路20从将第一开关电路5的第一桥(q4a、q4b)保持为断开状态的控制，切换为将第二开关电路8内的第二桥(q1a、q1b)保持为断开状态的控制，切换电力传送方向。在该切换时，是不进行电力传送的状态时，所以不会因切换而发生影响，能够实现平滑的切换。

如以上那样，在电池充放电装置100中，是隔着变压器3而对称的简易的电路结构，控制电路20根据占空比来控制相移量θ1～θ4，从而不依赖于电力传送方向并且不依赖于直流电源1以及电池2的电压而能够进行双向电力变换。由此，电池充放电装置100能够通过简单的控制实现双向电力变换动作。

另外，如上所述，在电池2的充电时，第二桥电路(q1a、q1b)的q1a、q1b被保持为断开状态。因此，在流过变压器3的回流电流减少而成为0[a]时，q1a或者q1b的二极管断开，将在变压器3中流过的电流维持为0[a]。在从电池2向直流电源1的电力传送中也同样地，在流过变压器3的回流电流减少而成为0[a]时，q4a或者q4b的二极管断开，将在变压器3中流过的电流维持为0[a]。

由此，不会在变压器3中流过逆电流，能够抑制无效电力而降低损耗。因此，电池充放电装置100通过简易的电路结构，在宽的电压范围中能够防止变压器电流的逆流并且能够双向地传送电力，能够实现低损耗化。另外，能够减小变压器电流的峰值以及有效值，能够促进变压器3的小型化。

另外，在图56所示的基本控制动作中，在升压充电控制以及升压放电控制的部分中，与所述实施方式1的图4所示的充电控制以及放电控制同样地，存在由于防短路时间td而无法进行升压动作从而充电电流i恒定地推移的期间。

在该情况下，电池充放电装置100具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这四个控制模式，以第一基准点22为起点进行升压充电，以第二基准点23为起点进行升压放电。另外，在切换降压充电和降压放电时，切换将第二开关电路8内的第二桥(q1a、q1b)保持为断开状态的控制和将第一开关电路5的第一桥(q4a、q4b)保持为断开状态的控制，从而切换电力传送方向。因此，不依赖于直流电源1以及电池2的电压，在以第一基准点22为起点的升压充电控制中充电电流i为正，在以第二基准点23为起点的升压放电控制中充电电流i为负，在升压充电控制以及升压放电控制这双方的期间，存在充电电流i以恒定值推移的期间。

在本实施方式中，如图57所示，控制电路20对升压充电控制的期间的相移量θ2以及升压放电控制的期间的相移量θ4这双方相加偏移相位来进行控制。此外，偏移相位是与防短路时间td相当的相位。

图57是说明本实施方式的电池充放电装置100的控制动作的波形图，示出与占空比对应的相移量θ1～θ4和对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4。

在升压充电控制中，将相移量θ1保持为最小，关于相移量θ2，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t1被保持为最大，关于假想对角接通时间t2，从运算出的值减去防短路时间td。另外，在升压放电控制中，将相移量θ3保持为最小，在相移量θ4中，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t3被保持为最大，关于假想对角接通时间t4，从运算出的值减去防短路时间td。

在图58(a)、图58(b)中，在偏移相位的相加前后以比较的方式示出升压充电控制时的充电电流i的推移，在图59(a)、图59(b)中，在偏移相位的相加前后以比较的方式示出升压放电控制时的充电电流i的推移。此外，直流电源1和电池2的电压值相等，将变压器3的绕组比设定为1：1。另外，将防短路时间td设定为开关周期的4％，将开关周期标准化为1。

如图58(b)所示，通过相加偏移相位，对角接通时间t1与假想对角接通时间t2之差变得比防短路时间td长。即，在占空比为正或者0的充电控制中，在向电池2的传送电力为正或者0、且向电池2的输出电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ2比相移量θ1大的量超过防短路时间。

因此，在升压充电控制中，仅使正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通而生成电流回流的路径(回流路径)，从而能够确保对第二电抗器10进行励磁的期间。由此，充电电流i恒定地推移的期间会消失，能够可靠地控制传送电力。

另外，如图59(b)所示，通过相加偏移相位，对角接通时间t3与假想对角接通时间t4之差变得比防短路时间td长。即，在占空比为负的放电控制中，在向电池2的传送电力为负或者0、且向第一直流电源1的输出电压高于在变压器3的第一绕组3a中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ4比相移量θ3大的量超过防短路时间。

因此，在升压放电控制中，仅正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通而生成电流回流的路径(回流路径)，从而能够确保对第一电抗器9进行励磁的期间。由此，充电电流i恒定地推移的期间会消失，能够可靠地控制传送电力。

如以上那样，在本实施方式中，在具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这四个控制模式的相移方式下的控制中，对升压充电控制的期间的相移量θ2以及升压放电控制的期间的相移量θ4这双方相加与防短路时间td相当的偏移相位来进行控制。由此，能够防止由于防短路时间而使控制性变差，能够通过可靠的升压动作，可靠性良好地控制传送电力。

实施方式3.

在所述实施方式2中，通过相加偏移相位，在第一基准点22中相移量θ2、假想对角接通时间t2变得不连续，在第二基准点23中相移量θ4、假想对角接通时间t4变得不连续。在该实施方式3中，说明将上述那样的不连续进行消除的控制动作。

图61是说明该实施方式3的电池充放电装置100的控制动作的波形图，示出与占空比对应的相移量θ1～θ4和对角接通时间t1、t3、假想对角接通时间t2、t4。此外，仅说明与所述实施方式2的图57所示的控制动作的差异。

如图61所示，在根据占空比的增大而对两个相移量θ1、θ2以相同量进行减小控制的降压充电控制的期间中，设置紧挨着第一基准点22的第一调整期间31。在第一调整期间31仅使相移量θ1减小，以比最小(防短路时间td)大偏移相位(防短路时间td)量的相位来保持相移量θ2。在充电控制中，在两个相移量θ1、θ2的差超过防短路时间td之前不实施实际的升压动作，所以在第一调整期间31不会进行升压动作。

同样地，在根据占空比的负方向的增大而对两个相移量θ3、θ4以相同量进行减小控制的降压放电控制的期间中，设置紧挨着第二基准点23的第二调整期间32。在第二调整期间32仅使相移量θ3减小，以比最小(防短路时间td)大偏移相位(防短路时间td)量的相位来保持相移量θ4。在放电控制中，在两个相移量θ3、θ4的差超过防短路时间td之前不会实施实际的升压动作，所以在第二调整期间32不会进行升压动作。

图61示出通过这样的控制得到的充电控制时的充电电流i的推移。在升压充电控制的期间中不存在充电电流i恒定地推移的期间。在该情况下，使电池2的电压值低于直流电源1的电压值，所以在降压充电控制的期间，充电电流i也变化。此外，在使电池2的电压值高于直流电源1的电压值时，在降压充电控制的期间，充电电流i不变化而成为恒定值0。

关于放电控制时，虽然省略图示，但在升压放电控制的期间中也不存在充电电流i恒定地推移的期间。

如以上那样，通过设置第一调整期间31、第二调整期间32，能够消除第一基准点22、第二基准点23中的相移量θ2、θ4、假想对角接通时间t2、t4的不连续。由此，防止驱动信号21a、21b的接通时间的急剧变化，而能够防止在第一开关电路5、第二开关电路8内发生电流、电压的振动，电池充放电装置100的控制的可靠性得到提高。

此外，第一基准点22、第二基准点23中的控制的不连续还能够通过其它控制方法来解决，以下基于图62来示出。

如图62所示，在根据占空比的增大而对两个相移量θ1、θ2进行减小控制的降压充电控制的期间中，设置紧挨着作为充放电的切换点的占空比为0的点的第一调整期间31a。另外，在第一调整期间31a，仅使相移量θ1减小而将相移量θ2保持为最大，在第一调整期间31a以外的期间，确保相移量θ2比相移量θ1大偏移相位量(防短路时间td)的相位，使两个相移量θ1、θ2减小。在充电控制中，在两个相移量θ1、θ2的差超过防短路时间td之前不会实施实际的升压动作，所以不管是在第一调整期间31a还是在其以外的期间都不会进行升压动作。

同样地，在根据占空比的负方向的增大而对两个相移量θ3、θ4进行减小控制的降压放电控制的期间中，设置紧挨着作为充放电的切换点的占空比为0的点的第二调整期间32a。另外，在第二调整期间32a，仅使相移量θ3减小而将相移量θ4保持为最大，在第二调整期间32a以外的期间，确保相移量θ4比相移量θ3大偏移相位量(防短路时间td)的相位，使两个相移量θ3、θ4减小。在放电控制中，在两个相移量θ3、θ4的差超过防短路时间td之前不会实施实际的升压动作，所以不管是在第二调整期间32a还是在其以外的期间都不会进行升压动作。

图63示出通过这样的控制得到的充电控制时的充电电流i的推移。在升压充电控制的期间中不存在充电电流i恒定地推移的期间。在该情况下，使电池2的电压值低于直流电源1的电压值，所以在降压充电控制的期间，充电电流i也变化。

关于放电控制时，虽然省略图示，但在升压放电控制的期间中也不存在充电电流i恒定地推移的期间。

在该情况下，也通过设置第一调整期间31a、第二调整期间32a，能够消除第一基准点22、第二基准点23中的不连续，能够防止驱动信号21a、21b的接通时间的急剧变化。因此，能够防止在第一开关电路5、第二开关电路8内发生电流、电压的振动，电池充放电装置100的控制的可靠性得到提高。

实施方式4.

接下来，说明本发明的实施方式4。

在所述实施方式1～3中，使用了相移方式的控制，但在该实施方式4中，说明使用脉宽调制(pwm)控制的情况。

在该实施方式中，电池充放电装置100的电路结构也与所述实施方式1的图1所示的结构相同，控制电路20的图2所示的基本动作也与所述实施方式1相同。

此外，在该实施方式中，不进行零电压开关，所以也可以省略与各半导体开关元件q并联连接的电容器13。另外，将第一开关电路5内的桥电路(q4a、q4b)称为桥电路a，将桥电路(q3a、q3b)称为桥电路b，将第二开关电路8内的桥电路(q2a、q2b)称为桥电路c，将桥电路(q1a、q1b)称为桥电路d。

一般，在进行利用共振现象的零电压开关的情况下采用相移方式的控制，但在不进行零电压开关的情况下，在使各半导体开关元件导通的相位固定的状态下通过pwm控制来调整作为脉宽的接通时间。

图64是示出本发明的实施方式4的电池充放电装置100的基于pwm控制的驱动信号21a、21b的波形的图。在图64中，为方便起见，用各元件的符号来表示q4a、q4b、q3a、q3b、q2a、q2b、q1a、q1b的各驱动信号的符号。ta、tb、tc、td表示各桥电路a、b、c、d内的各半导体开关元件的接通时间。在该情况下，桥电路d的接通时间td为0。

驱动信号q4a、q3b、q2a、q1b是表示导通的上升定时为同相位的信号，驱动信号q4b、q3a、q2b、q1a是比q4a、q3b、q2a、q1b的相位延迟半周期量的信号。

图65是说明该实施方式4的电池充放电装置100的控制动作的波形图。在该情况下，将充电方向的电力设为正。

如图65所示，控制电路20根据占空比而使各桥电路a、b、c、d内的各半导体开关元件的接通时间ta、tb、tc、td变化，而具备升压充电、降压充电、降压放电以及升压放电这四个控制模式。此外，与所述实施方式1同样地决定占空比。

充电控制和放电控制在占空比为0的点处切换。在此，设为占空比为正或者0时进行充电控制，占空比为负时进行放电控制。

在充电控制中，按照降压充电控制、升压充电控制的顺序进行说明。

在降压充电控制中，在占空比增大时，使桥电路a的接通时间ta和桥电路b的接通时间tb以相同时间从0增大至最大，并且将桥电路c的接通时间tc和桥电路d的接通时间td都保持为0。在升压充电控制中，将接通时间ta、tb保持为最大且将接通时间td保持为0，并且在占空比增大时使接通时间tc增大。

接下来，在放电控制中，按照降压放电控制、升压放电控制的顺序进行说明。

在降压放电控制中，在占空比在负方向上增大时，使接通时间tc和接通时间td以相同时间从0增大至最大，并且将接通时间ta和接通时间tb都保持为0。在升压放电控制中，将接通时间tc、td保持为最大且将接通时间tb保持为0，并且使接通时间ta增大。

在充电控制中，在电池2的电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压时，使用升压充电控制，以设置对第二电抗器10进行励磁的期间而使第二开关电路8进行升压动作的方式进行控制。在放电控制中，在直流电源1的电压高于在变压器3的第一绕组3a中发生的电压时，使用升压放电控制，以设置对第一电抗器9进行励磁的期间而使第一开关电路5进行升压动作的方式进行控制。

图66、图67示出通过这样的控制得到的充电电流i的推移。图66示出将电池2的电压值设定得低于直流电源1的电压值、并将变压器3的绕组比设定为1：1的情况。图67示出将电池2的电压值设定得高于直流电源1的电压值、并将变压器3的绕组比设定为1：1的情况。将防短路时间td设定为开关周期的4％，将开关周期标准化为1。

关于pwm控制中的防短路时间，在升压动作中的接通时间与降压动作中的接通时间之间时间不会重叠，不会发生由于防短路时间而无法进行升压动作的现象。因此，在图66、图67所示的任意情况下都能够在升压充电控制以及升压放电控制中可靠地实施升压动作。由此，不存在充电电流i恒定地推移的期间，能够控制传送电力。

此外，如图66所示，在使电池2的电压值低于直流电源1的电压值时，在降压放电控制的期间，充电电流i不会变化而成为恒定值0。另外，如图67所示，在使电池2的电压值高于直流电源1的电压值时，在降压充电控制的期间，充电电流i不会变化而成为恒定值0。

实施方式5.

接下来，说明本发明的实施方式5。

图68是示出本发明的实施方式5的作为dc/dc转换器的电池充电装置100a的电路结构的图。如图所示，电池充电装置100a通过伴随升压以及降压的电力变换，从直流电源1向电池2进行充电。

电池充电装置100a具备：作为被绝缘的变压器的高频变压器3(以下简称为变压器3)；第一平滑电容器4，与直流电源1并联地连接；作为第一转换器部的第一开关电路5a；第二平滑电容器7，与电池2并联地连接；作为第二转换器部的第二开关电路8a；以及第二电抗器10，与第二开关电路8a的交流输入输出线连接。另外，电池充电装置100a具备控制第一开关电路5a以及第二开关电路8a的控制电路20a。

第一开关电路5a是具有分别反并联连接有二极管12的由igbt或者mosfet等构成的多个半导体开关元件q4a、q4b、q3a、q3b(以下简称为q4a、q4b、q3a、q3b或者半导体开关元件q)的全桥电路，直流侧与第一平滑电容器4连接，交流侧与变压器3的第一绕组3a连接，进行直流/交流之间的电力变换。

第二开关电路8a是具有分别反并联连接有二极管12的由igbt或者mosfet等构成的多个半导体开关元件q2a、q2b、q1a、q1b(以下简称为q2a、q2b、q1a、q1b或者半导体开关元件q)的全桥电路，直流侧与第二平滑电容器7连接，交流侧与变压器3的第二绕组3b连接，进行直流/交流之间的电力变换。

另外，在第二开关电路8a中，对半导体开关元件q与变压器3之间的交流输入输出线连接第二电抗器10，第二电抗器10和第二绕组3b被串联连接。而且，对第二开关电路8a的直流侧连接电抗器11。

另外，在第二平滑电容器7与电池2之间，设置检测流过电抗器11的电流作为电池2的充电电流i(以箭头的朝向为正的电流)的电流传感器(未图示)，其检测出的输出被输入到控制电路20a。而且，设置检测第一平滑电容器4的电压v的电压传感器(未图示)，其检测出的输出被输入到控制电路20a。在控制电路20a中，根据所输入的充电电流i、电压v的值，生成对第一开关电路5a以及第二开关电路8a的各半导体开关元件q进行开关控制的驱动信号21a、21b，而对第一开关电路5a以及第二开关电路8a进行驱动控制。

此外，相比于第二平滑电容器7，也可以在第二开关电路8a侧的位置设置对电池2的充电电流i进行检测的电流传感器。

该电池充电装置100a的升压充电时以及降压充电时的控制以及动作是与所述实施方式2同样的相移方式下的控制动作。但是，所述实施方式2是进行双向的电力传送的电池充放电装置100，但在该实施方式5中，是进行仅充电的单向的电力传送的电池充电装置100a。另外，在该实施方式5中，在各半导体开关元件q中未并联配置电容器，对第一开关电路5a的交流输入输出线未连接第一电抗器。因此，第一开关电路5a、第二开关电路8a的开关动作不会成为零电压开关动作。

如以上那样，本实施方式的电池充电装置100a具备升压充电以及降压充电这两个控制模式，进行从直流电源1向电池2的电力传送。另外，控制电路20a与所述实施方式2同样地，根据占空比(≥0)，控制第一对角元件q3b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ1以及第二对角元件q2b的驱动信号的相位相对第一基准元件q4a的驱动信号的相位的相移量θ2。

图69是说明本实施方式的电池充电装置100a的控制动作的波形图，示出与占空比对应的相移量θ1、θ2和对角接通时间t1、假想对角接通时间t2。此外，图69与对所述实施方式2的控制动作进行说明的图57中的占空比≥0的范围相同。

控制电路20a如图69所示，对升压充电控制的期间的相移量θ2相加偏移相位来进行控制。此外，偏移相位是与为了防止正侧的半导体开关元件和负侧的半导体开关元件同时接通而设定的防短路时间td相当的相位。

在升压充电控制中，将相移量θ1保持为最小，关于相移量θ2，对根据占空比运算出的值相加偏移相位。此时，对角接通时间t1被保持为最大，关于假想对角接通时间t2，从运算出的值减去防短路时间td。

在该情况下，升压充电控制时的充电电流i的推移与所述实施方式2相同(参照图58(b))。

如图58(b)所示，通过相加偏移相位，对角接通时间t1与假想对角接通时间t2之差变得比防短路时间td长。即，在占空比为正或者0的充电控制中，在向电池2的传送电力为正或者0、且向电池2的输出电压高于在变压器3的第二绕组3b中发生的电压的升压控制中，控制成不管占空比如何都使相移量θ2比相移量θ1大的量超过防短路时间。

因此，在升压充电控制中，仅正侧、负侧的一方的半导体开关元件接通而生成电流回流的路径(回流路径)，能够确保对第二电抗器10进行励磁的期间。由此，充电电流i恒定地推移的期间会消失，能够可靠地控制传送电力。因此，能够防止由于防短路时间而使控制性变差，能够通过可靠的升压动作，可靠性良好地控制传送电力。

此外，在所述实施方式5中，设为应用伴随升压以及降压的电力变换，但也可以与所述实施方式1同样地应用仅伴随升压的电力变换，从直流电源1向电池2进行充电。

实施方式6.

在所述实施方式5中，示出第一开关电路5a、第二开关电路8a未与零电压开关对应的例子，但也可以仅使电力供给侧的第一开关电路进行零电压开关。

图70是示出本发明的实施方式6的作为dc/dc转换器的电池充电装置100b的电路结构的图。

如图70所示，对第一开关电路5的各半导体开关元件q并联连接电容器13，对第一开关电路5的交流输入输出线连接第一电抗器9。控制电路20b根据占空比(≥0)控制第一相移量θ1、第二相移量θ2，从而控制成利用第一开关电路5内的电容器13以及第一电抗器9使第一开关电路5内的各半导体开关元件q进行零电压开关。

其它结构以及控制与所述实施方式5相同。

在该实施方式6中，可得到与所述实施方式5同样的效果，并且通过对第一开关电路5进行零电压开关，实现开关损耗的降低。

另外，在各所述实施方式中，在一方的直流电源(第二直流电源)中使用了电池2，但不限于此。而且，也可以用电池构成第一、第二直流电源这双方。

另外，本发明能够在发明的范围内自由地组合各实施方式、或者对各实施方式适当地变形、省略。