本发明涉及对无传感器型的电机(无传感器电机)的驱动电流进行控制的电机控制电路。
背景技术：
例如，在专利文献1中，作为电机控制电路而公开了电动汽车用控制装置，电动汽车用控制装置具有：逆变器，其利用来自电池的直流电力生成空调用压缩机电机的驱动电流；转子位置检测电路，其根据空调用压缩机电机的反电动势电压，检测空调用压缩机电机的转子位置；以及栅极驱动电路，其控制逆变器。这里，空调用压缩机电机为无传感器电机，例如不具有霍尔元件、旋变器等旋转角传感器。空调用压缩机电机(无传感器电机)不具有旋转角传感器，因此，转子位置检测电路需要根据反电动势电压来检测或估计转子位置。
但是，在空调用压缩机电机不旋转而静止时，不会产生反电动势电压，因此，转子位置检测电路无法检测到转子位置。此外，在空调用压缩机电机起动之时、换言之、空调用压缩机电机的转速较低时，反电动势电压较小，因此，转子位置检测电路难以检测到转子位置。在至转子位置检测电路能够检测到转子位置为止的期间内，电动汽车用控制装置的其他运转指令电路能够控制栅极驱动电路以使空调用压缩机电机的转速逐渐升高。
但是，在其他运转指令电路经由栅极驱动电路来控制逆变器时，空调用压缩机电机会振动。为了减少空调用压缩机电机的振动，电动汽车用控制装置具有电流限制电路，电流限制电路具有比较器，该比较器对与转速成比例的电流限制值与空调用压缩机电机的驱动电流进行比较。换言之，电流限制电路的比较器对可变的驱动电流是否超过了可变的电流限制值进行判定，在可变的驱动电流超过了可变的电流限制值时，比较器能够向栅极驱动电路输出低信号，该低信号用于停止逆变器利用直流电力生成驱动电流的动作。
另一方面，在其他运转指令电路不经由栅极驱动电路来控制逆变器时、换言之、在转子位置检测电路能够检测到转子位置时，电流限制电路的比较器对可变的驱动电流是否超过了大于可变的电流限制值的固定的电流限制值进行判定，在可变的驱动电流超过了固定的电流限制值时，比较器能够向栅极驱动电路输出低信号，该低信号用于停止逆变器利用直流电力生成驱动电流的动作。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平07-115791号公报
技术实现要素：
发明要解决的课题
但是，本发明人发现，在能检测转子位置的状态下由栅极驱动电路指示逆变器而使专利文献1的空调用压缩机电机的转速急剧或者瞬时升高时，转子位置检测电路进行的转子位置检测处理无法追随转子转速的急剧升高，转子位置检测电路会丢失转子位置。换言之，本发明人发现，为了使转子位置检测电路能够持续检测转子位置从而使空调用压缩机电机的转速不急剧或者瞬时升高，需要使专利文献1的栅极驱动电路的控制变得复杂或者高级。
本发明的一个目的在于提供一种能够持续进行转子位置的检测的电机控制电路。对于本发明的其他目的，本领域技术人员参照以下例示的方式和优选实施方式以及附图可以理解。
用于解决课题的手段
下面，为了容易地理解本发明的概要，例示本发明的方式。
在第1方式中，电机控制装置具有：
逆变器电路，其利用来自电机电源的直流电力来生成无传感器电机的实际驱动电流；
电流检测电路，其检测所述实际驱动电流以作为实际驱动信号；
位置检测电路，其根据所述无传感器电机的反电动势电压检测所述无传感器电机的转子位置；
电机控制电路，其根据所述无传感器电机的目标转速来控制所述逆变器电路；
生成电路，其在基于所述无传感器电机的所述转子位置的所述无传感器电机的实际转速为高于规定转速的高转速时，生成低偏置信号，并且，在所述实际转速为低于所述规定转速的低转速时，生成具有高于所述低偏置信号的偏置的高偏置信号；以及
加法电路，其将由所述生成电路生成的偏置信号与由所述电流检测电路检测出的所述实际驱动信号相加，
在所述位置检测电路能够检测到所述转子位置时，所述电机控制电路始终对来自所述加法电路的相加信号是否超过了固定的上限值进行判定，
在所述相加信号超过了所述固定的上限值时，所述电机控制电路停止所述逆变器电路进行的利用所述直流电力生成所述实际驱动电流的动作。
在第1方式中，生成电路根据无传感器电机的实际转速来生成偏置信号，加法电路能够将该偏置信号与实际驱动信号相加，作为其相加结果而将相加信号输出到电机控制电路。特别是，在实际转速为低转速时，实际驱动信号被加上了偏置信号(高偏置信号)，因此，仅通过实际驱动信号的较小增加便会使相加信号容易地超过固定的上限值，从而容易停止逆变器电路进行的利用直流电力生成实际驱动电流的动作。换言之，由于偏置信号的存在，可抑制实际驱动电流的急剧增大，使无传感器电机的实际转速不会急剧升高。因此，位置检测电路能够持续检测转子位置。
另外，在实际转速为低转速时，无传感器电机的反电动势电压不大，因此，电机控制电路能够与生成电路和加法电路协作，以防止过电流向无传感器电机的流入。即，在实际转速为低转速时，优选将偏置信号设定为，大至使相加信号(偏置信号与实际驱动信号的相加结果)适当地小于固定的上限值的程度(例如，参照图4的(a)、图4的(b))，由此，能够防止过电流向无传感器电机的流入。此外，优选适当地保持相加信号与固定的上限值之差，由此，能够进一步地恰当地发挥防止过电流向无传感器电机的流入及逆变器电路(驱动电路)的损坏的功能(电路保护功能)。
除此之外，在第1方式中，在实际转速为高转速时，使高偏置信号的偏置减少为低偏置信号的偏置。换言之，本发明人发现，在实际转速为高转速时，即使目标转速急剧升高，也不易丢失转子位置。加法电路将低偏置信号与实际驱动信号相加，因此，对应于高偏置信号的偏置的减少量，不易停止逆变器电路进行的利用直流电力生成实际驱动电流的动作。因此，在实际转速为高转速时，电机控制装置不易触发无传感器电机的输出抑制。
在从属于第1方式的第2方式中，
也可以是，所述生成电路包含晶体管，
也可以是，在所述实际转速为所述高转速时，使所述晶体管截止，从而所述生成电路将所述偏置信号设定为零。
在第2方式中，在无传感器电机的实际转速为高转速时，由于生成电路中的晶体管被截止，根据实际转速而生成的偏置信号被设定为零。这里，偏置信号被设定为零不仅包括通过晶体管的截止而使偏置信号实际为零的状态，还包括偏置信号向零变小的状态。由于能够利用晶体管控制生成电路的输出，因此，能够以简单的结构形成生成电路。
在从属于第2方式的第3方式中，
也可以是，所述生成电路还包含转换电路，该转换电路将所述实际转速转换为旋转电压，
也可以是，所述转换电路将所述旋转电压施加于所述晶体管。
在第3方式中，生成电路还包含将无传感器电机的实际转速转换为旋转电压的转换电路。转换电路的输出被施加于晶体管，因此，生成电路能够根据实际转速来对晶体管进行导通/截止控制。
在从属于第3方式的第4方式中，
也可以是，所述转换电路包含第1电容器、第2电容器、第1二极管和第2二极管，
也可以是，所述第1电容器的一端与所述生成电路的电源电压连接，
也可以是，所述第1电容器的另一端与作为所述实际转速而被输入的脉冲电压连接，
也可以是，所述第2电容器的一端与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第1二极管的阳极与所述脉冲电压连接，
也可以是，所述第1二极管的阴极与所述第1电容器的所述另一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阴极与所述第1电容器的所述另一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阳极与所述第2电容器的另一端连接，
也可以是，所述第2电容器的放电时间常数大于所述第1电容器的放电时间常数，
也可以是，在根据所述第2电容器的两端间电压使所述晶体管导通时，所述生成电路输出基于所述电源电压的信号来作为所述偏置信号。
在第4方式中，转换电路包含第1电容器和第2电容器、以及第1二极管和第2二极管，第1电容器和第2电容器的一端与生成电路的电源电压连接，并且，第1电容器和第2电容器的另一端与具有例如与无传感器电机的实际转速对应的频率的脉冲电压连接。此外，第1二极管的阳极和阴极分别与脉冲电压和第1电容器的另一端连接，并且，第2二极管的阴极和阳极分别与第1电容器和第2电容器的另一端连接。因此，基于实际转速的脉冲电压的频率越低，第1电容器和第2电容器的两端间电压越高。
除此之外，在第4方式中，第2电容器的放电时间常数大于第1电容器的放电时间常数。因此，用电源电压充电的第2电容器的电荷放电速度比用电源电压充电的第1电容器的电荷放电速度慢，从而第2电容器的两端间电压容易对晶体管进行导通/截止控制。换言之，容易在第2电容器的两端间电压按照实际转速而发生变动的范围内设计晶体管的导通阈值电压。
另外，在脉冲电压的频率(无传感器电机的实际转速)较低时，使晶体管导通，生成电路能够输出基于生成电路的电源电压的信号来作为偏置信号。此外，生成电路无需包含专利文献1中的形成电流限制电路的比较器。
在从属于第3方式的第5方式中，
也可以是，所述转换电路包含第1电容器、第2电容器、第1二极管、第2二极管和另外的晶体管，
也可以是，所述第1电容器的一端与作为所述实际转速而被输入的脉冲电压连接，
也可以是，所述第1电容器的另一端与所述生成电路的接地电压连接，
也可以是，所述第2电容器的一端与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2电容器的另一端与所述生成电路的所述接地电压连接，
也可以是，所述第1二极管的阴极与所述脉冲电压连接，
也可以是，所述第1二极管的阳极与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阳极与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阴极与所述第2电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2电容器的放电时间常数大于所述第1电容器的放电时间常数，
也可以是，在根据所述第2电容器的两端间电压使所述另外的晶体管导通且使所述晶体管导通时，所述生成电路输出基于所述电源电压的信号来作为所述偏置信号。
在第5方式中，转换电路包含第1电容器和第2电容器、第1二极管和第2二极管、以及另外的晶体管，基于实际转速的脉冲电压的频率越低，第1电容器和第2电容器的两端间电压越高。此外，在第5方式中，第2电容器的两端间电压容易对另外的晶体管和晶体管进行导通/截止控制。除此之外，在脉冲电压的频率(无传感器电机的实际转速)较低时，使另外的晶体管和晶体管这双方导通，生成电路能够输出基于生成电路的电源电压的信号来作为偏置信号。另外，生成电路无需包含专利文献1中的形成电流限制电路的比较器。
此外，在第5方式中，优选使偏置信号的一部分反馈到其它晶体管的输入中，使转换电路具有延迟，从而能够防止按照脉冲电压的周期使偏置信号导通/截止。
在从属于第3方式的第6方式中，
也可以是，所述转换电路包含第1电容器、第2电容器、第1二极管、第2二极管和比较器，
也可以是，所述第1电容器的一端与作为所述实际转速而被输入的脉冲电压连接，
也可以是，所述第1电容器的另一端与所述生成电路的接地电压连接，
也可以是，所述第2电容器的一端与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2电容器的另一端与所述生成电路的所述接地电压连接，
也可以是，所述第1二极管的阴极与所述脉冲电压连接，
也可以是，所述第1二极管的阳极与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阳极与所述第1电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2二极管的阴极与所述第2电容器的所述一端连接，
也可以是，所述第2电容器的放电时间常数大于所述第1电容器的放电时间常数，
也可以是，在根据所述第2电容器的两端间电压使所述比较器输出低信号且使所述晶体管导通时，所述生成电路输出基于所述电源电压的信号来作为所述偏置信号。
在第6方式中，转换电路包含第1电容器和第2电容器、第1二极管和第2二极管、以及比较器，基于实际转速的脉冲电压的频率越低，第1电容器和第2电容器的两端间电压越高。此外，在第6方式中，第2电容器的两端间电压容易对比较器和晶体管分别进行高/低控制和导通/截止控制。除此之外，在脉冲电压的频率(无传感器电机的实际转速)较低时，比较器输出低信号且使晶体管导通，从而生成电路能够输出基于生成电路的电源电压的信号来作为偏置信号。
在从属于第4至第6方式中的任意一个方式的第7方式中，
也可以是，所述第2电容器的电容被设计成，在从所述无传感器电机不旋转而静止的时间点起、至经过规定期间的时间点为止的起动模式下所述电机控制电路开始使所述无传感器电机进行旋转时，在至所述起动模式完成为止的期间内，使所述晶体管不导通，从而所述生成电路将所述偏置信号设定为零。
在第7方式中，在至无传感器电机的起动模式完成为止的期间内，生成电路能够将偏置信号设定为零。换言之，能够将第2电容器的电容设计成，在从起动模式下的无传感器电机的实际转速从零起升高至起动时的最终目标转速为止的规定期间内，不使所述晶体管导通。由此，在起动模式下，无传感器电机的实际驱动电流的增大不会因偏置信号而受到抑制，因此，电机控制装置能够恰当地使无传感器电机起动。
在从属于第1至第7方式中的任意一个方式的第8方式中，
也可以是，所述加法电路为电阻，
也可以是，所述电阻和电容器构成低通滤波器。
在第8方式中，能够以简单的结构(作为低通滤波器的一部分的电阻)来形成加法电路。
在从属于第1至第8方式中的任意一个方式的第9方式中，
也可以是，在所述实际转速为高于所述规定转速的额定转速以下的所述高转速时，使所述晶体管截止，从而所述生成电路将所述偏置信号设定为零。
在第9方式中，在无传感器电机的实际转速为高转速(≦额定转速)时，生成电路能够将偏置信号设定为零。在实际转速为包含额定转速在内的高转速时，无需利用偏置信号抑制无传感器电机的实际驱动电流，在这样的状况下，如果使偏置信号为零，则电机控制装置能够使无传感器电机的性能最大化。
本领域技术人员能够容易理解，在不脱离本发明的主旨的情况下，能够进一步变更所例示的本发明的方式。
附图说明
图1示出本发明的电机控制装置的概略结构例。
图2的(a)和图2的(b)各自示出图1的生成电路及加法电路的结构例。
图3的(a)和图3的(b)各自示出高转速状态及低转速状态下的图2的(a)的电容器的两端间电压的变动例(时间依存性)。
图4的(a)和图4的(b)各自示出图1的生成电路、电流检测电路及加法电路的输出例。
图5的(a)和图5的(b)各自示出图1的生成电路的另一结构例。
图6的(a)和图6的(b)各自示出高转速状态和低转速状态下的图5的(a)的电容器的两端间电压的变动例(时间依存性)。
具体实施方式
以下说明的优选实施方式是为了使本发明容易理解而使用。因此，本领域技术人员应该注意本发明不会因以下所说明的实施方式而被不当地限定。
图1示出本发明的电机控制装置的概略结构例。如图1所示，电机控制装置例如具有电机控制电路4，还具有生成电路1和加法电路3，该电机控制电路4控制由n型的晶体管12、13、14、15、16、17构成的例如3相逆变器电路。生成电路1例如根据3相的无传感器电机18的实际转速来生成偏置信号vib，该实际转速基于由位置检测电路5检测到的转子位置。此外，加法电路3将偏置信号vib与实际驱动信号vid相加，该实际驱动信号vid例如通过由分流电阻r7构成的电流检测电路2而被检测出，实际驱动信号vid表示实际驱动电流。
图1的电机控制电路4始终对来自加法电路3的相加信号vidb是否超过了固定的上限值vil(参照图4的(a))进行判定，在相加信号vidb超过了固定的上限值vil时，电机控制电路4可以停止逆变器电路的通电。另外，偏置信号vib、实际驱动信号vid和相加信号vidb的形式典型为电压。
图1的电机控制装置例如具有由车辆电池(典型为12[v])构成的电机电源11，逆变器电路利用来自电机电源11的直流电力来生成无传感器电机18的实际驱动电流。位置检测电路5根据无传感器电机18的反电动势电压，检测无传感器电机18的转子位置。这里，转子位置例如是转子旋转角，位置检测电路5能够利用反电动势电压的过零、反电动势电压的相位、反电动势电压的积分等来检测转子旋转角，并将检测结果输出到电机控制电路4。
另外，在无传感器电机18不旋转而静止时，不会产生反电动势电压，因此，位置检测电路5无法检测转子位置。此外，在无传感器电机18起动之时、换言之在无传感器电机18的实际转速非常低时，反电动势电压极小，因此，位置检测电路5实质上无法检测到转子位置。位置检测电路5可以将是否检测到转子位置或者转子旋转角的情况输出到电机控制电路4。
在位置检测电路5无法检测转子位置时，电机控制电路4可以在起动模式下使无传感器电机18旋转。换言之，电机控制电路4能够无关乎转子位置而对逆变器电路进行控制，使无传感器电机18产生实际驱动电流。无传感器电机18的实际转速从零起逐渐升高，然后，位置检测电路5能够到检测转子位置。
在位置检测电路5能够检测转子位置时，电机控制电路4可以在通常模式下使无传感器电机18旋转。换言之，电机控制电路4能够一边监视转子位置，一边根据无传感器电机18的目标转速来控制逆变器电路。目标转速(速度指令值)例如由ecu(electroniccontrolunit：电子控制单元)6指示，ecu6能够确定无传感器电机18的目标转速，以控制例如使车辆的发动机的冷却水循环的电动泵(未图示)。
图1的电机控制电路4可以根据转子位置运算出或者生成实际转速，电机控制电路4能够控制逆变器电路以使实际转速与目标转速一致。另外，在实际转速与目标转速之差较大时，电机控制电路4可以使实际转速与目标转速逐渐一致，但该控制会变得复杂或者高级。换言之，优选为，即使在实际转速与目标转速之差较大的状况下，电机控制电路4也使实际转速与目标转速瞬间一致，电机控制电路4例如能够由asic(applicationspecificintegratedcircuit：专用集成电路)等简单的电路构成。
但是，在使实际转速与目标转速瞬间一致时，逆变器电路的输出会急剧增大，由此，有可能在无传感器电机18中流过过电流，从而导致逆变器电路和/或无传感器电机18损坏。换言之，在无传感器电机18的实际转速较低时，无传感器电机18的反电动势电压不大，电机控制电路4能够与生成电路1和加法电路3协作来防止过电流。另一方面，在无传感器电机18的实际转速较高时，无传感器电机18的反电动势电压较大，因此，即使逆变器电路的输出急剧增大，也可抑制无传感器电机18的实际转速和实际驱动电流的增大。
电机控制电路4典型为具有频率发生器，换言之，能够输出脉冲电压vfg作为实际转速。这里，每当转子旋转角变化了规定旋转量时，电机控制电路4或者频率发生器生成例如高信号或者高脉冲，能够从例如输出端子(fg输出端子)输出具有与实际转速对应的频率(fg频率)的脉冲电压vfg。
图1的生成电路1利用例如输入端子(fg输入端子)输入来自例如输出端子(fg输出端子)的例如脉冲电压vfg以作为实际转速，在实际转速(fg频率)高于规定转速(规定频率)时，能够生成低偏置信号。另一方面，在实际转速低于规定转速低时，生成电路1能够生成高偏置信号。这样，生成电路1根据实际转速来生成偏置信号vib(具体而言为偏置电压)，在实际转速或者fg频率较高时，将偏置信号vib的偏置(电压值)设定得较小。另一方面，在实际转速或者fg频率较低时，将偏置信号vib的偏置设定得较大。偏置信号vib的偏置可以与实际转速的升高或者降低相对应地连续减小或者增大，也可以代替于此而例如为二值(低偏置或者高偏置)。
图1的电流检测电路2(分流电阻r7)检测无传感器电机18的实际驱动电流以作为实际驱动信号vid(具体而言，实际驱动电压)，加法电路3将偏置信号vib与实际驱动信号vid相加，电机控制电路4始终对来自加法电路3的相加信号vidb(具体而言为相加电压)是否超过了固定的上限值vil进行判定。特别是，在实际转速(fg频率)为低于规定转速(规定频率)的低转速(低频率)时，生成相加信号vidb以使实际驱动信号vid实质上增大了对应于偏置信号vib(高偏置信号)的量，因此，容易停止由逆变器电路进行的利用直流电力生成实际驱动电流的动作。换言之，即使在实际转速(fg频率：低速)与目标转速(速度指令值：高速)之差较大的状况下，实际驱动电流的急剧增大以及与之相伴的实际转速的急剧升高也会通过偏置信号vib(高偏置信号)而被抑制，使得无传感器电机18的实际转速不急剧升高。因此，位置检测电路5能够持续检测转子位置。
除此之外，在实际转速(fg频率)为高于规定转速(规定频率)的高转速(高频)时，高偏置信号的偏置减小为低偏置信号的偏置。换言之，本发明人发现，在实际转速为高转速时，即使在逆变器电路的输出急剧增大的状况下，转子旋转角速度的时间变化率(转子旋转角加速度)也小于实际转速为低转速时的转子旋转角加速度，因此，不易丢失转子位置(转子旋转角)。加法电路3将偏置信号vib(低偏置信号)与实际驱动信号vid相加，因此，对应于高偏置信号的偏置的减少量，相应地难以停止逆变器电路进行的利用直流电力生成实际驱动电流的动作。因此，在实际转速为高转速时，电机控制装置难以触发无传感器电机的输出抑制。
另外，高偏置信号vib优选被设定为高偏置信号vib与实际驱动信号vid之和(vib+vid)稍微低于固定的上限值vil(例如参照图4的(a)、图4的(b))，由此，能够更进一步恰当地发挥防止过电流向无传感器电机18流入的功能(电路保护功能)。此外，固定的上限值vil优选被设定为实际转速为额定转速nmax时的实际驱动信号vid稍微低于固定的上限值vil(例如参照图4的(a)、图4的(b))、由此，能够使无传感器电机18的性能最大化。在图4的(a)、图4的(b)中，点划线表示vib与vid之和(相加信号vidb)。在vib＝0时，vib+vid(点划线)与vid(虚线)一致，但为了能够区别点划线与虚线，在图4的(a)、图4的(b)中，为了方便而示出了不完全重合的点划线和虚线。
图2的(a)和图2的(b)各自示出图1的生成电路1以及加法电路3的结构例。如图2的(a)和图2的(b)所示，例如能够采用p型的晶体管t作为生成电路1的最末级。换言之，生成电路1的输出(偏置信号vib)能够根据来自电机控制电路4的实际转速(fg频率)的升高或者降低，或者，根据基于来自电机控制电路4的实际转速的高信号或者低信号(具体而言，高/低转速电压vh/l)，例如采用二值(电源电压vcc或者高阻抗状态(截止状态))。另外，电源电压vcc可以由生成电路1的内部的电源电路(未图示)生成，也可以由电机控制电路4、ecu6等外部装置所内置的电源电路(未图示)生成。
图2的(a)的生成电路1不仅包含晶体管t，还包含将实际转速转换为旋转电压的转换电路。在图2的(a)中，生成电路1的转换电路输入脉冲电压vfg作为无传感器电机18的实际转速，并转换为具有基于该脉冲电压vfg的频率(fg频率)的电压值的旋转电压(规定了电源电压vcc的电源电压vcc线的电源电位与电阻r3与电阻r4的连接节点的连接节点电位之间的电位差(电阻r3的两端间电压))，能够将该旋转电压施加或者输出到晶体管t。另外，实际转速(fg频率)越低，电容器c2的两端间电压被设定得越高，另一方面，通过利用电压分割器(电阻r3和电阻r4)分割电容器c2的两端间电压而生成的例如电阻r3的两端间电压(电源电压vcc线的电源电位与连接节点的连接节点电位之间的电位差)与晶体管t的导通阈值电压相应地被设定得更低。
具体而言，将实际转速转换为旋转电压的转换电路能够包含第1电容器c1和第2电容器c2。在图2的(a)中，第1电容器c1的一端与电源电压vcc(例如与电机控制电路4的(电源电路)的vcc输出端子连接的生成电路1的vcc输入端子)连接，第1电容器c1的另一端与作为实际转速而输入的脉冲电压vfg(与电机控制电路4的fg输出端子连接的生成电路1的fg输入端子)连接。此外，第2电容器c2的一端与第1电容器c1的一端连接。另外，第2电容器c2的一端也与电源电压vcc连接，因此，第1电容器c1的一端和第2电容器c2的一端与电源电压vcc线连接。
此外，为了使第2电容器c2的放电时间常数大于第1电容器c1的放电时间常数，转换电路还可以包含第1二极管d1和第2二极管d2(以及第1电阻r1和第2电阻r2)。在图2的(a)中，第1二极管d1的阳极与脉冲电压vfg连接，第1二极管d1的阴极与第1电容器c1的另一端连接。此外，第2二极管d2的阴极与第1电容器c1的另一端连接，第2二极管d2的阳极与第2电容器c2的另一端连接。并且，第1电阻r1与第1二极管d1的阳极及第1电容器c1的一端连接，第2电阻r2与第1二极管d1的阳极及阴极(第1电容器c1的另一端)连接。另外，第1电阻r1的一端及第3电阻r3的一端也与电源电压vcc线连接。
接着，图2的(b)的生成电路1不仅包含晶体管t，例如还包含2个电阻。在图2的(b)中，为了不使晶体管t的输入成为无限制状态，1个电阻(偏置电阻)的一端与电源电压vcc连接，该电阻(偏置电阻)的另一端经由另1个电阻与高/低转速电压vh/l(表示高信号的高电压或者表示低信号的低电压中的任意一方)连接。换言之，该电阻(偏置电阻)的另一端例如与生成电路1的高/低输入端子连接，该生成电路1的高/低输入端子与电机控制电路4(电源电路)的高/低输出端子连接。这里，采用另一个电阻，以使得在高/低转速电压vh/l的状态从高电压值(高信号)转变为低电压值(低信号)时，在晶体管t和高/低转速信号输出电路(例如电机控制电路4)中不会流过过电流。
图3的(a)和图3的(b)分别示出高转速状态和低转速状态下的图2的(a)的第1电容器和第2电容器c1、c2的两端间电压的变动例(时间依存性)。在实际转速(fg频率)较高时，图3的(a)的以虚线表示的第1电容器c1的最小电压(绝对电压)高于图3的(b)的以虚线表示的第1电容器c1的最小电压，图3的(a)的以实线表示的第2电容器c2的最小电压也高于图3的(b)的以实线表示的第2电容器c2的最小电压。另外，如图3的(a)和图3的(b)的虚线所示，第1电容器c1的最大电压(绝对电压)不取决于实际转速，大致为电源电压vcc。
除此之外，第2电容器c2的电荷放电速度比第1电容器c1的电荷放电速度慢(参照图3的(a)和图3的(b))，所以第2电容器c2的两端间电压(绝对电压)可借助于旋转电压(电阻r3的两端间电压)容易地对晶体管t进行导通/截止控制。换言之，第2电容器c2的两端间电压的变动范围(最大电压与最小电压之差)小于第1电容器c1的两端间电压的变动范围，因此，容易设计固定电压vth(参照图3的(a)和图3的(b))或者晶体管t的导通阈值电压。另外，在利用电压分割器(电阻r3和电阻r4)分割第2电容器c2的两端间电压而生成的例如电阻r3的两端间电压(规定电源电压vcc的电源电压vcc线的电源电位和电阻r3与电阻r4的连接节点的连接节点电位之间的电位差(电源电压vcc-电阻r4的两端间电压))为(电源电压vcc-晶体管t的导通阈值电压)以上时，晶体管t导通，在其他情况下，晶体管t截止。
另外，固定电压vth对应于晶体管t的导通阈值电压。具体而言，在设晶体管t的导通阈值电压为vth时，vth＝vth×(r3/r3+r4)的关系式成立。晶体管t的导通阈值电压(vth)取决于晶体管t的种类，因此，转换电路可以在不分割第2电容器c2的两端间电压的状态下，对晶体管t进行导通/截止控制。换言之，转换电路不具有电压分割器(电阻r3和电阻r4)，在转换电路中，可以在第2电容器c2的两端间仅配置电阻r3。或者，可以将电阻r4的电阻值设定为零，分割率为100(＝r3/(r3+r4)×100＝r3/(r3+0)×100＝1/1×100)[％]。在第2电容器c2的两端间仅配置有电阻r3的状态下、或者将电阻r4的电阻值设定为零的状态下，在第2电容器c2的两端间电压为(电源电压vcc-晶体管t的导通阈值电压(＝vth＝vth×(r3/r3+r4)＝vth×r3/(r3+0)＝vth×1/1＝vth)以上时，晶体管t导通，在其他情况下，晶体管t截止。
在第2电容器c2的两端间仅配置有电阻r3时、或者将电阻r4的电阻值设定为零时，能够以更加简单的结构形成转换电路。
图4的(a)和图4的(b)分别示出图1的生成电路1、电流检测电路2和加法电路3的输出例。如图4的(a)的虚线所示，实际驱动信号vid与实际转速的升高对应地增大，实际驱动信号vid与实际转速的例如平方成比例。转速nc是无传感器电机18的规定转速，本发明人发现，在实际转速为nc以下时，由于逆变器电路的输出的急剧增大，有可能丢失转子位置，并且在无传感器电机18中有可能流过过电流。例如在nc为700[rpm]、实际转速为100[rmp]、从而目标转速(速度指令值)处于从100[rmp]向500[rpm]的急剧升高的状态下，电机控制电路4控制逆变器电路以使实际转速从100[rmp]瞬时升高至500「rmp」时，位置检测电路5会丢失转子位置，无传感器电机18的状态成为失步。同样，在nc为700[rpm]时，电机控制电路4无法使实际转速从100[rmp]瞬时升高至900「rmp」。另一方面，在nc为700[rpm]时，电机控制电路4能够以使实际转速从1000[rmp]瞬时升高至1400「rmp」的方式使逆变器电路的输出急剧增大，无传感器电机18的状态不会成为失步。这样，在实际转速高于转速nc时，即使在短时间内使实际转速与目标转速一致或者升高，也不会在无传感器电机18中引起失步等不良情况。因此，如图4的(a)的实线所示，在实际转速大于转速nc、且为额定转速nmax以下时(转速nc<实际转速≦额定转速nmax)，偏置信号vib优选设定为零。
在图4的(a)中，在实际转速超过转速nc时，使晶体管t截止，对应于之后的实际转速的升高，偏置信号vib向零接近。因此，偏置信号vib被设定为零不仅包括通过晶体管的截止使信号vib实际为零的状态，还包括偏置信号vib向零变小的状态。
另外，优选以使图4的(a)的转速nc与图3的(a)和图3的(b)的固定电压vth对应的方式，设计图2的(a)的电阻r3的电阻值、电阻r4的电阻值和/或晶体管t的导通阈值电压。当然，转速nc也可以不完全与固定电压vth对应，可以在实际转速达到稍微高于转速nc的转速时，将偏置信号vib设定为零。但是，优选在实际转速到达额定转速nmax为止的范围内，将偏置信号vib设定为零。此外，图4的(a)的偏置信号vib能够利用图2的(a)的电阻r5的电阻值来调整。
如图4的(a)的实线所示，偏置信号vib优选由图2的(a)的生成电路1生成，但偏置信号vib也可以由图2的(b)的生成电路1生成。在图2的(a)的生成电路1中，是由转换电路根据实际转速(fg频率)来确定偏置信号vib的，但在图2的(b)的生成电路1中，可以根据高/低转速电压vh/l来确定偏置信号vib。这里，高/低转速电压vh/l例如可以由图1的电机控制电路4生成或者输出，电机控制电路4可以判断实际转速(fg频率)是否高于规定转速(优选为转速nc)。在实际转速高于转速nc时，电机控制电路4可以输出表示高信号(例如电源电压vcc)的高/低转速电压vh/l。另一方面，在实际转速为转速nc以下时，电机控制电路4能够输出表示低信号(例如零)的高/低转速电压vh/l。这样，可以利用图2的(b)的生成电路1生成图4的(a)的偏置信号vib。
当然，偏置信号vib也可以利用图2的(a)和图2的(b)以外的生成电路1生成。换言之，生成电路1例如可以不采用图2的(a)和图2的(b)的晶体管t，生成电路1的输出可以不采用例如二值(电源电压vcc或者高阻抗状态(截止状态))。具体而言，生成电路1例如可以生成具有对应于实际转速(fg频率)的升高而减小的区域的偏置信号vib(参照图4的(b))。在图4的(b)中，对应于实际转速(fg频率)的升高而减小的区域例如相当于从转速零起、至高于转速nc的转速(≦额定转速nmax)的范围，但该区域优选为从转速零起、至稍微高于转速nc的转速的范围，可以在达到该速度(稍微高于转速nc的转速)时，将偏置信号vib设定为零。
另外，在位置检测电路5无法检测转子位置时，电机控制电路4能够在起动模式下使无传感器电机18旋转。具体而言，从无传感器电机18不旋转而静止的时间点起至经过规定期间的时间点为止，电机控制电路4能够执行起动模式。此外，电机控制电路4在执行起动模式时，对来自加法电路3的相加信号vidb是否超过了固定的上限值vil进行判定。因此，优选为，在电机控制电路4于起动模式下开始使无传感器电机18进行旋转时，在至起动模式完成为止的期间内，生成电路1将偏置信号vib设定为零。换言之，在使图2的(a)的生成电路1起动时，优选在一定期间内不输出偏置信号vib。具体而言，可以将第2电容器c2的电容设计得较大，以便在起动生成电路1时，在一定期间内不使晶体管t导通。无传感器电机18的实际驱动电流的增大在一定期间内不会受到偏置信号vib的抑制，因此，电机控制装置能够恰当地使无传感器电机18起动。特别是，只要调整第2电容器c2的电容即可，无需使生成电路1例如内置计时器电路。由此，能够通过简单的结构形成生成电路1。
在图2的(a)中，加法电路3是电阻r6，由电阻r6和电容器c3构成了低通滤波器。由此，能够以简单的结构(作为低通滤波器的一部分的电阻r6)形成加法电路3。另外，能够将电阻r6的电阻值设为与电阻r7的电阻值相比而足够大。可以利用电阻r5的电阻值和电阻r6的电阻值，相对于实际驱动信号vid的大小(实际驱动电流的大小)而独立地调整偏置信号vib的大小。来自加法电路3的相加信号vidb是实际驱动信号vid(实际驱动电流×r7)与偏置信号vib(偏置电流×r6)的和信号。
虽然在图2的(a)中，由电阻r6和电容器c3构成的低通滤波器(具有加法功能的低通滤波器)配置于电机控制电路4的外部，但电机控制电路4可以仅内置电容器c3，或者，可以内置电容器c3和电阻r6。
图5的(a)和图5的(b)分别示出图1的生成电路1的另一结构例。图2的(a)的生成电路1仅包含1个晶体管t，但图5的(a)或者图5的(b)的生成电路1可以在晶体管t的前级包含其它晶体管t’或者比较器comp。换言之，在生成电路1的晶体管的数量为1时、或者、生成电路1的转换电路不具有其它晶体管t’或者比较器comp时，能够以更加简单的结构形成图2的(a)的生成电路1或者图2的(a)的转换电路。
在图5的(a)中，生成电路1的转换电路输入脉冲电压vfg作为无传感器电机18的实际转速，并转换为具有基于该脉冲电压vfg的频率(fg频率)的电压值的旋转电压(电阻r3’的两端间电压)，并能够将该旋转电压施加或者输出到晶体管t。另外，实际转速(fg频率)越高，电容器c2的两端间电压被设定得越小。电阻r3’与r4的分压比被设定成，在实际转速低于转速nc时，使其它晶体管t’导通。
具体而言，将实际转速转换为旋转电压的转换电路能够包含第1电容器c1、第2电容器c2和其它晶体管t’(以及偏置电阻(电阻r3)、电压分割器(电阻r3’和电阻r4)和正反馈电路(二极管d0和电阻r0))。在图5的(a)中，第1电容器c1的一端与作为实际转速而被输入的脉冲电压vfg连接，第1电容器c1的另一端与接地电压(接地电压线的低电源电位)连接。此外，第2电容器c2的一端与第1电容器c1的一端连接。另外，第2电容器c2的另一端也与接地电压连接，因此，第1电容器c1的另一端及第2电容器c2的另一端与接地电压线连接。
除此之外，转换电路可以还包含第1二极管和第2二极管d1、d2(以及第1电阻r1、第2电阻r2、其它第2电阻r2’)，使第2电容器c2的放电时间常数大于第1电容器c1的放电时间常数。在图5的(a)中，第1二极管d1的阴极与脉冲电压vfg连接，第1二极管d1的阳极与第1电容器c1的一端连接。此外，第2二极管d2的阳极与第1电容器c1的一端连接，第2二极管d2的阴极与第2电容器c2的一端连接。并且，第1电阻r1与脉冲电压vfg及电源电压vcc连接，第2电阻r2与第1二极管d1的阴极及阳极(第1电容器c1的一端)连接。另外，第1二极管d1与其它第2电阻r2’串联连接。
接着，在图5的(b)中，生成电路1的转换电路输入脉冲电压vfg作为无传感器电机18的实际转速，并转换为具有基于该脉冲电压vfg的频率(fg频率)的电压值的旋转电压(电阻r3’的两端间电压)，并能够将该旋转电压施加或者输出到晶体管t。另外，实际转速(fg频率)越高，电容器c2的两端间电压设定得越小。另一方面，电阻rref1与电阻rref2的分压比被设定为，在实际转速低于转速nc时，比较器comp输出低信号(接地电压)。
具体而言，将实际转速转换为旋转电压的转换电路能够包含第1电容器c1、第2电容器c2、比较器comp(以及偏置电阻(电阻r3)、基准电压生成器(电阻rref1和电阻rref2)、电阻r3’以及正反馈电路(电阻r0))。在图5的(b)中，第1电容器c1的一端与作为实际转速而输入的脉冲电压vfg连接，第1电容器c1的另一端与接地电压(接地电压线的低电源电位)连接。此外，第2电容器c2的一端与第1电容器c1的一端连接。另外，第2电容器c2的另一端也与接地电压连接，因此，第1电容器c1的另一端及第2电容器c2的另一端与接地电压线连接。
除此之外，转换电路还能够包含第1二极管和第2二极管d1、d2(以及第1电阻r1、第2电阻r2、其它第2电阻r2’)，使得第2电容器c2的放电时间常数大于第1电容器c1的放电时间常数。在图5的(b)中，第1二极管d1的阴极与脉冲电压vfg连接，第1二极管d1的阳极与第1电容器c1的一端连接。此外，第2二极管d2的阳极与第1电容器c1的一端连接，第2二极管d2的阴极与第2电容器c2的一端连接。并且，第1电阻r1与脉冲电压vfg及电源电压vcc连接，第2电阻r2与第1二极管d1的阴极及阳极(第1电容器c1的一端)连接。另外，第1二极管d1与其它第2电阻r2’串联连接。
图6的(a)和图6的(b)分别示出高转速状态和低转速状态下的图5的(a)的第1电容器及第2电容器c1、c2的两端间电压的变动例(时间依存性)。在实际转速(fg频率)较高时，图6的(a)的以虚线表示的第1电容器c1的最大电压(绝对电压)低于图6的(b)的以虚线表示的第1电容器c1的最大电压，图6的(a)的以实线表示的第2电容器c2的最大电压也低于图6的(b)的以实线表示的第2电容器c2的最大电压。另外，如图6的(a)和图6的(b)的虚线所示，第1电容器c1的最小电压(绝对电压)不取决于实际转速，大致为接地电压。
除此之外，第2电容器c2的电荷放电速度比第1电容器c1的电荷放电速度慢(参照图6的(a)和图6的(b))，因此，第2电容器c2的两端间电压(绝对电压)容易向电阻r3’的两端间电压分压而对其它晶体管t’进行导通/截止控制。在使其它晶体管t’导通时，使电阻r3的两端间产生电压，使晶体管t导通。
另外，根据其它晶体管t’的导通阈值电压，可以在不对第2电容器c2的两端间电压进行分割的状态下进行导通/截止控制。换言之，转换电路可以不具有电压分割器(电阻r4和电阻r3’)，在转换电路的第2电容器c2的两端间配置电阻r3’即可。或者，可以将电阻r4的电阻值设定为零，分割率为100(＝r3’/(r3’+r4)×100＝r3’/(r3’+0)×100＝1/1×100)[％]。此外，在可以利用作为实际转速而输入的脉冲电压vfg的波动成分反复进行偏置信号的导通/截止的情况下，转换电路可以不具有正反馈电路(二极管d0和电阻r0))。
接着，图6的(a)和图6的(b)的以实线表示的第2电容器c2的两端间电压可以输入到图5的(b)的比较器comp中。在图5的(b)中，由基准电压生成器(电阻rref1和电阻rref2)生成的基准电压也输入到比较器comp中。电阻rref1与电阻rref2的分压比被设定成在实际转速低于转速nc时比较器comp输出低信号，晶体管t导通。
本发明不限定于上述例示的实施方式，并且，本领域技术人员能够容易地在权利要求所包含的范围内，变更上述例示的实施方式。
标号说明
1：生成电路；2：电流检测电路；3：加法电路；4：电机控制电路；5：位置检测电路；6：ecu；11：电机电源；12、13、14、15、16、17：晶体管(逆变器电路)；18：无传感器电机；c1、c2、c3：电容器；comp：比较器；d0、d1、d2：二极管；r0、r1、r2、r3、r2’、r3’、r4、r5、rref1、rref2：电阻；r6：电阻(加法电路)、r7：电阻(电流检测电路)；t、t’：晶体管。