用于LED照明的过电压保护的系统和方法与流程

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于过电压保护的系统和方法。仅通过示例的方式，本发明的一些实施例已经被应用于LED照明。但是，将认识到，本发明有更广泛的适用范围。

背景技术：

具有初级侧调节(PSR)和升降压(Buck-Boost)架构的传统功率转换系统已被广泛用于发光二极管(LED)照明。图1是示出具有初级侧调节(PSR)和升降压架构、用于LED照明的传统AC到DC功率转换系统的简化图。AC到DC功率转换系统100(例如，功率转换器)包括电阻器110和118，电容器112、114和116，脉冲宽度调制(PWM)控制器120，开关140，电感绕组142，以及二极管144。

例如，AC到DC功率转换系统100仅包括一个电感绕组(例如，电感绕组142)。在另一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器120包括端子122(例如，引脚VDD)、端子124(例如，引脚COMP)、端子126(例如，引脚GATE)、端子128(例如，引脚CS)、以及端子130(例如，引脚GND)。

如图1所示，AC输入电压150(例如，VAC)被接收，并进行全波整流处理以生成经整流的电压152(例如，Vin)。例如，经整流的电压152不下降至0伏特以下。在另一示例中，经整流的电压152经由电阻器110(例如，R2)对电容器112(例如，C2)充电以增大电压154的幅度。电压154由PWM控制器120通过端子122接收。如果电压154变得大于欠压锁定(UVLO)阈值，则PWM控制器120开始正常操作。

在正常操作中，PWM控制器120生成具有脉冲宽度调制的驱动信号156。例如，PWM控制器120在检测到退磁过程结束后，使用作为PWM控制器120的一部分的误差放大器来控制通过端子124的对电容器116(例如，C3)的充电和放电。在另一示例中，电阻器118被用于感测流过电感绕组142的电流并且经由端子128将该感测电压提供给PWM控制器120。作为响应，PWM控制器120通过采样感测电压的峰值幅度、并且发送经采样的峰值幅度到作为PWM控制器120的一部分的误差放大器，来在逐周期(cycle-by-cycle)的基础上处理感测电压。

PWM控制器120通过端子126输出驱动信号156到开关140。例如，驱动信号156具有频率以及占空比。在另一示例中，驱动信号156断开(例如，关断)并且闭合(例如，导通)开关140。另外，电容器114(例如，C5)被用于支持功率转换系统100的输出电压160(例如，Vo)。例如，功率转换系统100提供恒定的输出电流到一个或多个发光二极管(LED)190。在另一示例中，电感绕组142包括绕组端子141和143，并且二极管144包括二极管端子145和147。例如，绕组端子143被耦接到二极管端子145。在另一示例中，二极管端子147和绕组端子141之间的电压差等于功率转换器100的输出电压160(例如，Vo)。

如图1所示，具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统100只包括一个电感绕组(例如，电感绕组142)。AC到DC功率转换系统100包括传统单电感绕组升降压结构。与包含两个或更多个电感绕组的常规升降压结构相比，传统单电感绕组升降压结构通常有一定的优势，以及一些弱点。例如，传统单电感绕组升降压结构可以减小材料外部清单(BOM)以及功率转换系统的成本。在另一示例中，传统单电感绕组升降压架构不包括次级绕组，因此传统单电感绕组升降压结构通常不能直接测量和/或精确地确定输出电压的幅值。对输出电压幅度的精确测定的这种缺乏通常会导致传统功率转换系统无法及时关断开关和/或有效地进执行过电压保护(OVP)功能。其结果是，输出电容器(例如，电容器114)可能经历过度输出电压而被损坏。

因此，非常需要改进用于功率转换系统的过电压保护的技术。

技术实现要素：

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于过电压保护的系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例被应用到LED照明系统。但是应该理解，本发明具有更广泛的适用范围。

根据一个实施例，用于功率转换器的系统控制器，包括：逻辑控制器，该逻辑控制器被配置为生成调制信号；以及驱动器，该驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。此外，系统控制器包括电压到电压转换器，该电压到电压转换器被配置为接收第一电压信号、调制信号以及退磁信号，并且至少部分地基于第一电压信号、调制信号和退磁信号来生成第二电压信号。此外，系统控制器包括比较器，该比较器被配置为接收第一阈值信号，至少部分地基于与第二电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号，并且输出比较信号到逻辑控制器。调制信号指示开关的导通时间段，并且退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。第二电压信号在幅度上约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率。

根据另一实施例，用于功率转换器的系统控制器包括：逻辑控制器，该逻辑控制器被配置为生成调制信号；以及驱动器，该驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。电感绕组包括第一绕组端子和第二绕组端子。第二绕组端子处于端子电压并且被耦接到二极管的第一二极管端子，并且二极管还包括第二二极管端子。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器的输出电压。此外，系统控制器还包括过输出电压保护检测器，该过电压保护检测器被配置为接收反馈信号和退磁信号，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号，并且输出检测信号到逻辑控制器。反馈信号等于端子电压除以预定常数。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段，并且检测信号指示过电压保护是否被触发。逻辑控制器被配置为响应于指示过电压保护被触发的检测信号，使所述功率转换器关闭。

根据另一实施例，用于功率转换器的系统控制器包括：逻辑控制器，该逻辑控制器被配置为生成调制信号；以及驱动器，该驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。电感绕组包括第一绕组端子和第一绕组端子。第一绕组端子处于端子电压并且第二绕组端被耦接到二极管的第一二极管端子。二极管还包括第二二极管端子。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器的输出电压。此外，系统控制器包括：过电压保护检测器，该过电压保护检测器被配置为接收输入信号和退磁信号，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号，并且输出检测信号到逻辑控制器。输入信号等于端子电压除以预定常数。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段，并且检测信号指示过电压保护是否被触发。逻辑控制器被配置为响应于指示过电压保护被触发的检测信号，使所述功率转换器关闭。

根据另一实施例，用于功率转换器的方法包括：生成调制信号，接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。此外，该方法包括：接收第一电压信号、调制信号以及退磁信号，并且至少部分地基于第一电压信号、调制信号和退磁信号来生成第二电压信号；接收第一阈值信号，至少部分地基于与第二电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号，并且输出比较信号。调制信号指示开关的导通时间段，并且退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。第二电压信号在幅度上约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率。

根据另一实施例，用于功率转换器的方法包括：生成调制信号，接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。电感绕组包括第一绕组端子和第二绕组端子。第二绕组端子处于端子电压并且被耦接到二极管的第一二极管端子。二极管还包括第二二极管端子。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如，功率转换器的输出电压。另外，该方法包括：接收反馈信号和退磁信号。反馈信号等于端子电压除以预定常数。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。此外，该方法包括：至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号，并输出检测信号。检测信号指示过电压保护是否被触发。此外，该方法包括：响应于指示过电压保护被触发的检测信号，使所述功率转换器关闭。

根据另一实施例，用于功率转换器的方法包括：生成调制信号，接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关以影响流过功率转换器的电感绕组的电流。电感绕组包括第一绕组端子和第二绕组端子。第一绕组端子处于端子电压并且第二绕组端子被耦接到二极管的第一二极管端子。二极管还包括第二二极管端子。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器的输出电压。此外，该方法包括：接收输入信号和退磁信号。输入信号等于端子电压除以预定常数。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。此外，该方法包括：至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号，并且输出检测信号。检测信号指示过电压保护是否被触发。此外，方法包括：响应于指示过电压保护被触发的检测信号，使所述功率转换器关闭。

根据实施例，可以获得一项或多项益处。参考随后的详细的说明和附图，这些好处和本发明的各种附加目的、特征和优势可得以透彻地理解。

附图说明

图1是示出了具有初级侧调节(PSR)和升降压架构、用于LED照明的传统AC到DC功率转换系统的简化图。

图2是示出根据本发明的实施例的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构、用于LED照明的AC到DC功率转换系统的简化图。

图3是示出根据本发明的实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的某些组件的简化图。

图4是示出根据本发明的实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图5是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图6是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图7是根据本发明的某些实施例的针对作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的、在图5和/或图6中示出的过电压保护(OVP)检测器的简化时序图。

图8是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图9是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图10是根据本发明的某些实施例的针对作为如图2所示的AC到DC功率转换系统的一部分的、在图8和/或图9中示出的过电压保护(OVP)检测器的简化时序图。

图11是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。

图12是示出根据本发明的实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的某些组件的简化图。

图13是示出根据本发明的实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图14是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图15是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图16是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器的简化图。

图17是根据本发明的某些实施例的针对作为如图11所示的AC到DC功率转换系统的一部分的、在图15和/或图16中示出的过电压保护(OVP)检测器的简化时序图。

图18是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。

图19是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。

具体实施方式

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于过电压保护的系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例被应用到LED照明系统。但是应该理解，本发明具有更广泛的适用范围。

如图1所示，具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统100只包括一个电感绕组(例如，电感绕组142)，而没有任何次级绕组，因此传统单电感绕组升降压结构通常不能直接测量和/或精确确定输出电压的幅值。

图2是根据本发明的实施例的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构、用于LED照明的AC到DC功率转换系统的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。AC到DC功率转换系统200(例如，功率转换器)包括电阻器210、218、280和282，电容器212、214和216，脉宽调制(PWM)控制器220，开关240，电感绕组242，以及二极管244。例如，AC到DC功率转换系统200只包括一个电感绕组(例如，电感绕组242)。在另一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器220包括端子222(例如，引脚VDD)、端子224(例如，引脚COMP)、端子226(例如，引脚GATE)、端子228(例如，引脚CS)、端子230(例如，引脚GND)、以及端子232(例如，引脚FB)。

图3是示出根据本发明的实施例的AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的某些组件的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。脉冲宽度调制(PWM)控制器220包括退磁检测器310、过电压保护(OVP)检测器320、恒流控制器330、逻辑控制器340、以及栅极驱动器350。

如图2所示，根据一个实施例，AC输入电压250(例如，VAC)被接收和整流(例如，进行全波整流)以生成经整流的电压252(例如，Vin)。例如，经整流的电压252没有落在芯片地(例如，零伏特)以下。根据另一实施例，电感绕组242包括绕组端子241和243，并且二极管244包括二极管端子245和247。例如，绕组端子243被偏置到电压信号288(例如，VD)并且被耦接到二极管端子245。在另一示例中，二极管端子247和绕组端子241之间的电压差等于功率转换器200的输出电压260(例如，Vo)。

在一个实施例中，功率转换系统200生成输出电压260(例如，Vo)。例如，输出电压260表示节点264和262之间的电压差，并且节点264处于电压266。在另一示例中，电压266通过电阻210(例如R2)对电容器212(例如，C2)充电，以增大电压254的幅度。在另一实施例中，电压254由PWM控制器220通过端子222接收。例如，如果电压254变得大于欠压锁定(UVLO)阈值，则PWM控制器220开始正常运转。在另一示例中，在正常操作中，PWM控制器220生成具有脉冲宽度调制的驱动信号256。在又一示例中，电阻器218被用于感测流过电感绕组242的电流并且生成电流感测电压信号284。

如图3所示，根据一个实施例，退磁检测器310接收电压信号286，检测电感绕组242的退磁过程的结束，并且生成退磁信号312。例如，退磁信号312由过电压保护(OVP)检测器320和恒流控制器330接收。在另一示例中，恒流控制器330通过端子228接收电流感测电压信号284(例如，Vcs)，并通过端子224控制电容器216(例如，C3)的充电和放电。

在一个实施例中，恒流控制器330通过采样电流感测电压信号284每个周期的峰值幅度、并且将所采样的峰值幅度发送至作为恒流控制器330的一部分的误差放大器，来在逐周期的基础上处理电流感测电压信号284。例如，误差放大器接收所采样的峰值幅度，并生成输出电流以通过端子224对电容器216(例如，C3)进行充电或放电。另一示例中，误差放大器和电容器216一起执行退磁时间段期间所采样的峰值幅度的积分数学运算，并且提供环路补偿到功率转换系统200。

在另一实施例中，恒流控制器330生成信号332，并且OVP检测器320生成信号322。例如，信号322和332由逻辑控制器340接收，逻辑控制器340输出脉冲宽调制(PWM)信号342作为响应。在另一示例中，PWM信号342由OVP检测器320和栅极驱动器350接收。在另一实施例中，栅极驱动器350通过端子226输出驱动信号256到开关240。例如，驱动信号256具有频率以及占空比。在另一示例中，驱动信号256断开(例如，关断)和闭合(例如，导通)开关240(例如，以影响流经电感绕组242的电流)。

在又一实施例中，电容器214(例如，C5)被用于支持功率转换系统200的输出电压260(例如，Vo)。在又一实施例中，功率转换系统200提供恒定的输出电流到一个或多个发光二极管(LED)290。

如图2所示，根据某些实施例，电阻器280(例如，R4)接收电压信号288(例如，VD)，并且作为响应电阻器280(例如，R4)和电阻器282(例如，R5)生成电压信号286，电压信号286由PWM控制器220通过端子232接收。例如，在电感绕组242的退磁时间段期间，电压信号288被确定如下：

其中，VD_demag表示在电感绕组242在退磁时间段期间的电压信号288。此外，Vin表示经整流的电压252并且Vo表示输出电压260。此外，Vdiode表示二极管244的正向电压(例如，0.8伏特～1伏特)。

在另一示例中，电压信号286被确定如下：

其中，VFB表示电压信号286，并且VD表示电压信号288。

在另一示例中，电压信号286可以被确定如下：

其中VFB_demag表示电感绕组242在退磁时间段期间的电压信号286，VD_demag表示电感绕组242的退磁时间段期间的电压信号288。

在另一示例中，如等式2A和2B所示，K表示如下所示的常数系数。

其中，R4表示电阻器280的阻抗并且R5表示电阻器282的阻抗。

在一个示例中，基于等式1，等式2B被变形为：

在另一实施例中，经整流的电压252(例如，Vin)以及输出电压260(例如，Vo)具有下述关系：

Vin×Ton＝Vo×Tdemag (等式5)

其中，Vin表示经整流的电压252并且Vo表示输出电压260。此外，Ton表示导驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。例如，基于等式5得到下式：

其中，K表示出现在等式3中的常数系数。在另一示例中，基于等式4，等式6被变形为：

其中VFB_demag表示电感绕组242的退磁时间段期间的电压信号286。

图4是示出根据本发明的实施例的作为AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的过电压保护(OVP)检测器320的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器320包括采样和保持组件480(例如，采样和保持电路)、电压到电压转换器410、低通滤波器420、以及比较器430。

在一个实施例中，采样和保持组件480接收电压信号286，在退磁时间段期间采样电压信号286，保持所采样的电压信号286，并且将所采样并保持的电压信号286作为电压信号484输出。在另一实施例中，电压到电压转换器410被配置为接收电压信号484、退磁信号312、脉冲宽度调制(PWM)信号342，并生成电压信号412。作为示例，电压信号412与电压信号286具有以下关系：

其中，VC表示电压信号412，并且VFB_demag表示电感绕组242的退磁时间段期间的电压信号286。例如，等式8的左侧和等式8的右侧是相等的。在另一示例中，等式8的左侧和等式8的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式8的左侧和等式8的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式8的左侧和等式8的右侧在±10％的范围内大致相等。

在又一实施例中，电压信号412由低通滤波器420接收，作为响应低通滤波器420对电压信号412进行低通滤波并且生成电压信号422。作为示例，电压信号422与电压信号286具有以下关系：

其中，VP表示电压信号422。例如，等式9的左侧和等式9的右侧是相等的。在另一示例中，等式9的左侧和等式9的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式9的左侧和等式9的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式9的左侧和等式9的右侧在±10％的范围内大致相等。

如另一示例，基于等式7，等式8被变形为：

例如，等式10A的左侧和等式10A的右侧是相等的。在另一示例中，等式10A的左侧和等式10A的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式10A的左侧和等式10A的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式10A的左侧和等式10A的右侧在±10％的范围内大致相等。

在另一示例中，基于等式7，等式9被变形为：

例如，等式10B的左侧和等式10A的右侧是相等的。在另一示例中，等式10B的左侧和等式10B的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式10B的左侧和等式10B的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式10B的左侧和等式10B的右侧在±10％的范围内大致相等。

在又一实施例中，电压信号422由比较器430接收，比较器430还接收比较器阈值432(例如，Vth)。例如，比较器430比较电压信号422和比较器阈值432，其中电压信号422由VP表示并且比较器阈值432由Vth表示。在另一示例中，如果VP＞Vth，则比较器430生成逻辑高电平的信号322。在又一示例中，如果VP＜Vth，，则比较器430生成逻辑低电平的信号322。

如图3所示，根据一些实施例，信号322由逻辑控制器340接收。例如，如果VP＞Vth(例如，如果信号322处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，如果如果VP＜Vth(例如，如果信号322处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

在一个实施例中，如果满足下式则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭：

VP＞Vth (等式11)

其中，Vth表示比较器阈值432。例如，基于等式10B，等式11被变形为：

Vo＞VOVP (等式12)

其中VOVP＝K×Vth (等式13)

并且VOVP表示输出电压260的过电压保护阈值。

在另一实施例中，如果Vo＞TOVP，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一实施例中，如果Vo＜VOVP，则过电压保护(OVP)未被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

如上所讨论的和在这里进一步强调的，图4仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，低通滤波器420被省略从而电压信号412由比较器430接收，比较器430还接收比较器阈值432(例如，Vth)。在一实施例中，比较器430比较电压信号412和比较器阈值432，其中电压信号412由VC表示并且比较器阈值432由Vth表示。在另一示例中，如果VC＞Vth，则比较器430生成逻辑高电平的信号322。在又一示例中，如果VC＜Vth，，则比较器430生成逻辑低电平的信号322。

如图2和3所示，脉冲宽度调制(PWM)控制器220包括端子222(例如，引脚VDD)、端子224(例如，引脚COMP)、端子226(例如，引脚GATE)、端子228(例如，引脚CS)、端子230(例如，引脚GND)、端子232(例如，引脚FB)。例如，脉冲宽度调制(PWM)控制器220位于芯片上，并且端子230(例如，引脚GND)被偏置到芯片地(例如零伏特)。在另一示例中，端子232(例如，引脚FB)被用于检测电感绕组242退磁过程的结束，并且基于这样的检测，新的开关周期开始。

另外，如图3所示，脉冲宽度调制(PWM)控制器220包括退磁检测器310、过电压保护(OVP)检测器320、恒流控制器330、逻辑控制器340、以及栅极驱动器350。在一实施例中，在每个开关周期中，如果由栅极驱动器350生成的驱动信号256从逻辑低电平变化到逻辑高电平，则开关240变为闭合(例如，导通)。例如，开关240变为关闭之后，流过开关240的电流幅度逐渐增大，导致电流感测电压信号284也在幅度上增大。在另一示例中，如果电流感测电压信号284比与端子224(例如，引脚COMP)相关的参考电压大，则逻辑控制器340输出脉冲宽度调制(PWM)信号342到栅极驱动器350，作为响应，栅极驱动器350生成(例如，逻辑低电平的)驱动信号256以断开(例如，关断)开关240。在又一示例中，当开关变为断开(例如，关断)时，电感绕组242的退磁过程开始。在又一示例中，在退磁过程中，过电压保护(OVP)检测器320执行过电压保护(OVP)的功能。在又一示例中，如果退磁检测器310检测到退磁过程的结束，则开关240再次变为闭合(例如，导通)。

图5是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的过电压保护(OVP)检测器320的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器320包括采样和保持组件580(例如，采样和保持电路)、电压到电压转换器510、低通滤波器520、均值确定组件530(例如，均值确定电路)、以及比较器590。例如，采样和保持器组件580与采样和保持组件480是相同的，电压到电压转换器510与电压到电压转换器410是相同的，并且低通滤波器520与低通滤波器420是相同的。

在一实施例中，采样和保持组件580接收电压信号286以及控制信号582。例如，响应于控制信号582，采样和保持组件580在退磁时间段期间采样电压信号286，保持所采样的电压信号286，并且将所采样和保持的电压信号286作为电压信号584输出。在另一实施例中，电压到电压转换器510被配置为接收电压信号584、退磁信号312和脉冲宽度调制(PWM)信号342，并生成电压信号512。例如，电压信号512与电压信号286之间具有如等式8所示的关系。在又一实施例中，电压信号512由低通滤波器520接收，作为响应低通滤波器520对电压信号512进行低通滤波并生成电压信号522。例如，电压信号522与电压信号286之间具有如等式9所示的关系，并且与输出电压260之间具有如等式10B所示的关系。

在又一实施例中，均值确定组件530接收电压信号522和阈值电压532(例如，Vth)，并生成电压信号534。例如，均值确定组件530被配置为控制作为均值确定组件530的一部分的电容器的充电和放电，以及将电容器的电压作为电压信号534输出。在另一示例中，均值确定组件530被配置为比较电压信号522和阈值电压532(例如，Vth)，并且生成电压信号534。在又一示例中，电压信号534反映了电压信号522相较于阈值电压532的均值。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号522的均值等于阈值电压532，则开关周期结束时的电压信号534等于开关周期开始时的电压信号534。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号522的均值小于阈值电压532，则开关周期结束时的电压信号534小于开关周期的开始时电压信号534。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号522的均值大于阈值电压532，则开关周期结束时的电压信号534大于开关周期的开始时电压信号534。

在另一实施例中，电压信号534由比较器590接收，比较器590还接收参考电压592(例如，Vref)。例如，比较器590比较电压信号534和参考电压592，其中电压信号534由VQ表示并且参考电压592由Vref表示。在另一示例中，如果VQ＞Vref，则比较器590生成逻辑高电平的信号322。在又一示例中，如果VQ＜Vref，则比较器590生成逻辑低电平的信号322。

如图3所示，根据一些实施例，信号322由逻辑控制器340接收。例如，如果VQ＞Vref(例如，如果信号322处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，如果VQ＜Vref(例如，如果信号322处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之前改变)导通和关断。

根据一个实施例，如果在一个或多个开关周期后，电压信号534从比参考电压592小变为比参考电压592大，则信号322从逻辑低电平改变到逻辑高电平。例如，响应于信号322从逻辑低电平改变到逻辑高电平，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，输出电压260的过电压保护阈与阈值电压532具有如等式13所示的关系，其中Vth表示的阈值电压532并且VOVP表示输出电压260的过电压保护阈值。

如上文所讨论的和在这里进一步强调的，图5仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，低通滤波器520被省略，从而电压信号512由均值确定组件530接收，均值确定组件也接收阈值电压532(例如，Vth)并且生成电压信号534。

图6是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的过电压保护(OVP)检测器320的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器320包括开关610、612、614，616和618，电容器620、622和624，运算放大器630，比较器640和642，电阻器650，以及电流源660和662。

参考图5，根据某些实施例，采样和保持组件580包括开关610、电容器620和运算放大器630，电压到电压转换器510包括开关612和614，低通滤波器520包括电容器622和电阻器650，均值确定组件530包括比较器640、开关616和618、电容器624以及电流源660和662，并且比较器590是比较器642。

在一实施例中，开关610接收电压信号286和控制信号582。例如，控制信号582包括在电感绕组242退磁时间段期间的信号脉冲。在另一示例中，如果控制信号582(例如，在信号脉冲期间)处于逻辑高电平则控制信号582使得开关610闭合；如果控制信号582处于逻辑低电平(例如，信号脉冲外)则使得开关610断开。在又一示例中，响应于控制信号582，电压信号286在退磁时间段期间被采样。在又一示例中，所采样的电压信号286被电容器620以及运算放大器630保持，其将所采样和保持的电压信号286作为电压信号584输出。

在另一实施例中，电压信号584由耦接到开关614的开关612接收。例如，开关612接收脉冲宽度调制(PWM)信号342。在另一示例中，如果PWM信号342处于逻辑高电平则PWM信号342使得开关612闭合，如果PWM信号342处于逻辑低电平则使开关612断开。在又一示例中，开关614接收该退磁信号312。在又一示例中，如果退磁信号312处于逻辑高电平则退磁信号312使开关614闭合，如果退磁信号312处于逻辑低电平则使开关614断开。在又一实施例中，响应于退磁信号312和脉冲宽度调制(PWM)信号342，开关612和614一起将电压信号584转换为电压信号512。例如，电压信号512与电压信号286具有如等式8所示的关系。

在又一实施例中，电压信号512由电阻器650接收并且耦接到电容器622。例如，电阻器650和电容器622用作低通滤波器，其作为响应生成电压信号522。例如，电压信号522与电压信号286具有如等式9所示的关系，并且与输出电压260具有如等式10B所示的关系。在另一示例中，电压信号522的均值表示输出电压260。

在又一实施例中，电压信号522由比较器640接收，比较器640还接收阈值电压532(例如，Vth)。例如，比较器640比较电压信号522和阈值电压532，并生成比较信号641。例如，如果电压信号522比阈值电压532小则比较信号641处于逻辑低电平，并且如果电压信号522比阈值电压532大则比较信号641处于逻辑高电平。在另一实施例中，比较信号641由开关616和618接收。例如，响应于比较信号641处于逻辑低电平，开关616断开而开关618闭合。在另一示例中，响应于比较信号641处于逻辑高电平时，开关616闭合而开关618断开。

在又一实施例中，如果开关616断开而开关618闭合，电流源662以放电电流(例如，I2)对电容器624放电，并减小电压532的幅度。在另一实施例中，如果开关616闭合而开关618断开，则电流源662以充电电流(例如，I1)对电容器624充电，并提升电压532的幅度。例如，充电电流(例如，I1)在幅度上等于放电电流(例如，I2)。

在又一实施例中，如果电压信号522比阈值电压532小，则电流源662以放电电流(例如，I2)对电容器624放电，并减小电压532的幅度；并且如果电压信号522比阈值电压532大，则电流源662以充电电流(例如，I1)对电容器624充电，并提升电压532的幅度。例如，充电电流(例如，I1)在幅度上等于放电电流(例如，I2)。

根据一个实施例，对于开关周期，如果电压信号522的均值等于阈值电压532，则比较信号641具有等于50％的占空比，从而开关周期期间的充电时间和放电时间是相等的。例如，充电电流(例如，I1)在幅度上等于放电电流(例如，I2)，因此，开关周期结束时的电压信号534与开关周期开始时的电压信号534相等。

根据另一实施例，对于开关周期，如果电压信号522的均值小于阈值电压532，则比较信号641具有小于50％的占空比，从而开关周期期间的充电时间短于放电时间。例如，充电电流(例如，I1)在幅度上等于放电电流(例如，I2)，因此开关周期结束时的电压信号534小于开关周期开始时的电压信号534，但是如果开关周期开始时的电压信号534大于零则开关周期结束时的电压信号534大于或等于零，或者如果开关周期开始时的电压信号534等于零则开关周期结束时的电压信号534也等于零。

根据另一实施例，对于开关周期，如果电压信号522均值大于阈值电压532，则比较信号641具有大于50％的占空比，从而开关周期期间的充电时间长于放电时间。例如，充电电流(例如，I1)在幅度上等于放电电流(例如，I2)，因此开关周期结束时的电压信号534大于开关周期开始时的电压信号534。

根据另一实施例，如果在一个或多个开关周期之后，电压信号534从比参考电压592小变为比参考电压592大，则信号322从逻辑低电平变化到逻辑高电平。例如，电压信号522的均值保持大于连续开关周期的阈值电压532，从而电压信号534从一个开关周期增大到另一开关周期，并且最终变得大于参考电压592。在另一示例中，响应于信号322从逻辑低电平变化到逻辑高电平，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。

图7是针对根据本发明的某些实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的一部分的、在图5和/或图6中示出的过电压保护(OVP)检测器320的简化时序图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。

例如，波形710表示作为时间的函数的脉宽调制(PWM)信号342，波形720表示作为时间的函数的电压信号286，波形730表示作为时间的函数的控制信号582，波形740表示作为时间的函数的退磁信号312。此外，波形750表示作为时间的函数的电压信号522，波形760表示作为时间的函数的阈值电压532，波形770表示作为时间的函数的电压信号534，并且波形780表示作为时间的函数的信号322。

在一实施例中，如波形710所示，导通时间段(例如，导通时间段Ton)期间脉宽调制(PWM)信号342处于逻辑高电平，并且关断时间段(例如，关断时间段Toff)期间脉宽调制(PWM)信号342处于逻辑低电平。例如，开关周期(Tswitch)的持续时间等于导通时间段和断开时间段的总和。在另一示例中，在导通时间段期间，开关240被闭合(例如，导通)。在又一示例中，在关断时间段期间，开关240被断开(例如，关断)。在另一实施例中，如波形720所示，在电感绕组242的退磁时间段期间电压信号286达到等式4中所述的值。

在另一实施例中，如波形730所示，在从PWM信号342的下降沿之后的预定时间延迟(例如，Tblank)之后，控制信号582从逻辑低电平变化到逻辑高电平，并且形成信号脉冲732。例如，在信号脉冲732期间，电压信号286(例如，如由波形720所示)被采样，以获得电压信号286在退磁时间段(例如，如由波形740指示出的TDemag)期间的幅度。在另一实施例中，如波形740所示，退磁信号312在电感绕组242的退磁时间段期间处于逻辑高电平，并且在电感绕组242的任何退磁时间段之外处于逻辑低电平。

在又一实施例中，如波形750所示，在导通时间段(例如，Ton)和退磁时间段(例如，TDemag)期间电压信号522具有三角波形。例如，在退磁时间段结束之后且在关断时间段结束之前，电压信号522是恒定的。

在又一实施例中，如波形770所示，开关周期结束时的电压信号534大于开关周期的开始时的电压信号534。例如，在一个或多个的开关周期之后，电压信号534从比参考电压592小变化到比参考电压592大。在另一示例中，如波形780所示，响应于电压信号534变化到比参考电压592大，信号322从逻辑低电平变化到逻辑高电平以触发过电压保护(OVP)。

图8是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的过电压保护(OVP)检测器320的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器320包括采样和保持组件880(例如，采样和保持电路)、电压到电流转换器810和814、电流发生器820、电容器830、以及受控比较器890。例如，采样和保持组件880与采样和保持组件480相同。在另一示例中，电压到电流转换器810和814、电流发生器820、以及电容器830是电压到电压转换器(例如，电压到电压转换器410)的一部分。

在一实施例中，采样和保持组件880接收电压信号286以及控制信号882。例如，响应于控制信号882，采样和保持组件880对退磁时间段期间的电压信号286进行采样，保持所采样的电压信号286，并且将所采样和保持的电压信号286作为电压信号884输出。在另一示例中，

Vs＝VFB_demag (等式14)

其中，Vs表示电压信号884。此外，VFB_demag表示电感绕组242的退磁时间段期间的电压信号286。

返回参考图2，基于等式4，根据另一实施例可以得到下式：

其中，Vin表示经整流的电压252并且Vo表示输出电压260。另外，K表示出现在等式3中的常数系数。例如，基于等式14和15，获得下式：

如图8所示，根据一些实施例，电压到电流转换器810被配置为接收电压信号884(例如，Vs)和生成电流信号812。在一个实施例中，

Is＝Vs×Gm1 (等式17)

其中，Vs表示电压信号884，Gm1表示电压到电流转换器810的跨导，并且Is表示电流信号812。在另一示例中，基于等式16和17，获得下式：

在另一实施例中，电压到电流转换器814被配置为接收阈值电压818(例如，Vth)并且生成电流信号816。例如，

Ith＝Vth×Gm2 (等式19)

其中，Vth表示阈值电压818，Gm2表示电压到电流转换器814的跨导，并且Ith表示电流信号816。在另一示例中，如果

则

其中，VOVP表示输出电压260的过电压保护阈值，并且K表示出现在等式3中的常数系数。

在又一实施例中，如果电压到电流转换器810的跨导与电压到电流转换器814的跨导相等，则得到下式。

其中，Gme表示电压到电流转换器810的跨导和电压到电流转换器814的跨导。

参考图2，基于等式6，根据一些实施例得到下式。

其中，K表示出现在等式3中的常数系数。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。

例如，如果

Vo＞VOVP (等式25)

则等式24变形为

在另一示例中，基于等式22和23，等式26被变形为：

(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＞0 (等式27)

其中，Is表示电流信号812，并且Ith表示电流信号816。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。

如图8所示，根据一些实施例，如果(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＞0(例如，如等式27所示)，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一实施例中，如果(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＜0，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

在一个实施例中，电压到电流转换器810输出电流信号812(例如，Is)，并且电压到电流转换器814输出电流信号816(例如，Ith)。例如，电流信号812和816由电流发生器820接收，电流发生器820还接收退磁信号312和脉冲宽度调制(PWM)信号342，并生成电流822(例如，Ic)。在另一示例中，如果电流822从电流发生器820流向电容器830，则电流822用于对电容器830充电，如果电流822从电容器830流向电流发生器820则电流822用于对电容器830放电。

在另一实施例中，在驱动信号256的导通时间段(例如，Ton)期间，电流822被生成从电流发生器820流向电容器830，并且对电容器830充电。例如，电流822的幅度被确定如下：

Ic1＝Is-Ith (等式28)

其中，Ic1表示驱动信号256的导通时间段(例如，Ton)期间的电流822，Is表示电流信号812，并且Ith表示电流信号816。在另一示例中，在驱动信号256的导通时间段期间，电流822充电电容器830，并且电容器830的电容器电压832(例如，Vc)增大下述幅度：

ΔVc1＝(Is-Ith)×Ton×C (等式29)

其中，ΔVc1表示电容器电压832的增量，并且C表示电容器830的电容。

在又一实施例中，在电感绕组242的退磁时间段(例如，Tdemag)期间，电流822被生成以从电容器830流向电流发生器820，并且对电容器830放电。例如，电流822的幅度被确定如下：

Ic2＝Ith (等式30)

其中，Ic2表示电感绕组242的退磁时间段(例如，Tdemag)期间的电流822，并且Ith表示电流信号816。在另一示例中，在电感绕组242的退磁时间段(例如，Tdemag)期间，电流822放电电容器830，并且电容器830的电容器电压832(例如，Vc)减小下述幅度：

ΔVc2＝Ith×Tdemag×C (等式31)

其中，ΔVc2表示电容器电压832的减量，并且C表示电容器830的电容。

在另一实施例中，从驱动信号256的导通时间段(例如，Ton)的开始到电感绕组242的退磁时间段(例如，Tdemag)的结束，电容器电压832的变化基于等式29和31被确定如下：

ΔVcd＝ΔVc1-ΔVc2＝(Is-Ith)×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式32)

其中，ΔVcd表示电容器电压832，从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束的变化量。

根据一个实施例，如果ΔVcd大于零，则电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束增大。在另一实施例中，如果ΔVcd小于零，则电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束减小。

根据另一实施例，如果电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束增大(例如，ΔVcd＞0)，则根据等式32，根据下文的再现得出等式27。

(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＞0 (等式33)

例如，如果电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束增大(例如，ΔVcd＞0)，则过电压保护(OVP)被触发并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，如果电容电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束减小(例如，ΔVcd＜0)，则过电压保护(OVP)不被触发并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。

根据另一实施例，如果电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束增大预定的量(例如，ΔVcd＞Vref)，则过电压保护(OVP)被触发并且功率转换系统200被关闭，其中Vref表示预定的量。在另一示例中，如果电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束未增大预定的量(例如，ΔVcd＜Vref)，则在退磁期间结束时过电压保护(OVP)不被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，预定的量(例如，Vref)大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

在一个实施例中，在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号256的每个导通时间段的开始)电容器电压832被设置为芯片地(例如，零伏特)，从而在电感绕组242的每一个对应退磁时间段结束时，电容器电压832等于电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束的改变量，如下式所示：

Vce＝ΔVcd (等式34)

其中Vce表示电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832，并且ΔVcd表示电容器电压832从驱动信号256的导通时间段的开始到电感绕组242的退磁时间段的结束的改变量。例如，如果在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号256的每个导通时间段的开始)电容器电压832被设置为芯片地(例如，零伏特)，基于等式32和34得到下式。

Vce＝(Is-Ith)×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式35)

其中Vce表示电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832。此外，Is表示电流信号812并且Ith表示电流信号816。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。并且C表示电容器830的电容。

例如，如果电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832大于预定的量(例如，Vce＞Vref)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭，其中，Vref表示预定的量。在另一示例中，如果电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832小于预定的量(例如，Vce＜Vref)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，预定的量(例如，Vref)大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

在另一实施例中，AC到DC功率转换系统200工作在准谐振模式下，在该模式下，

其中，Toff表示驱动信号256的关断时间段(例如，开关240的关断时间段)。例如，在准谐振模式下，

其中，Tswitch表示驱动信号256的开关周期(例如，开关240的开关周期)。在另一示例中，在准谐振模式下，从开关周期的开始到开关周期的结束，电容器电压832根据等式32被确定如下。

其中，ΔVcp表示电容器电压832从开关周期的开始到开关周期的结束的变化量。

在另一实施例中，在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号256的每个导通时间段的开始)电容器电压832被设置为芯片地(例如，零伏特)，从而在开关周期结束时，电容器电压832等于电容器电压832从开关周期的开始到开关周期的结束的改变量，如下式所示：

Vcs＝ΔVcp (等式39)

其中，Vcs表示开关周期的结束处的电容器电压832，并且ΔVcp表示电容器电压832从开关周期的开始到开关周期的结束的改变量。例如，如果在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号256的每个导通时间段的开始)电容器电压832被设置为芯片地(例如，零伏特)，则基于等式38和39得出下式。

其中，Vcs表示开关周期的结束处的电容器电压832。此外，Is表示电流信号812并且Ith表示电流信号816。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。并且C表示电容器830的电容。

如图8所示，根据一些实施例，电容器830的电容器电压832由受控比较器890接收，受控比较器890还接收比较器阈值892(例如，Vref)和退磁信号312。例如，在由退磁信号312指示的电感绕组242的退磁时间段结束处，受控比较器890比较电容器电压832和比较器阈值892，生成信号322，并且将保持信号322不变至少直到在下一退磁时间段结束。在另一示例中，在电感绕组242的退磁时间段的结束时，如果Vce＞Vref，则受控比较器890生成逻辑高电平的信号322。在又一示例中，在电感绕组242的退磁时间段的结束时，如果Vce＜Vref，则受控比较器890生成逻辑低电平的信号322。在又一示例中，比较器阈值892(例如，Vref)等于或大于芯片地(例如，等于或大于零伏特)。根据某些实施例，受控比较器890接收电容器电压832、比较器的阈值892(例如，Vref)、以及退磁信号312。例如，比较器890比较电容器电压832和比较器阈值892，并且基于退磁信号312的每个下降沿处所采样的电容器电压832和所采样的比较器阈值892之间的比较来生成信号322。在另一示例中，比较器890将保持信号322不变至少直到退磁信号312的下一下降沿。

如图3所示，根据某些实施例，信号322由逻辑控制器340接收。例如，如果Vce＞Vref(例如，如果信号322处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，如果Vce＜Vref(例如，如果信号322处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不被触发并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，Vref大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

图9是示出根据本发明的另一实施例的作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器220的过电压保护(OVP)检测器320的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器320包括采样和保持组件880、电压到电流转换器810和814、电容器830、电流吸收器910、开关920，复位组件930(例如，复位电路)、控制组件940(例如，边沿触发的锁存器)、以及比较器950。例如，参考图8，电流发生器820包括电流吸收器910，开关920和复位组件930。在另一实施例中，参考图8，受控比较器890包括控制组件940和比较器950。在又一示例中，边沿触发锁存器940包括触发器。

在一个实施例中，采样和保持组件880接收电压信号286和控制信号882。例如，响应于控制信号882，采样和保持组件880对退磁时间段期间的电压信号286进行采样，保持所采样的电压信号286，并将所采样和保持的电压信号286作为电压信号884输出。在另一实施例中，电压信号884由电压到电流转换器810接收，电压到电流转换器810生成电流信号812。

如图9所示，根据一些实施例，电压到电流转换器810耦接到开关920。例如，开关920接收脉冲宽度调制(PWM)信号342，PWM信号342在驱动信号256的导通时间段期间(例如，在开关240的导通时间段期间)闭合开关920，并且在驱动信号256的关断时间段期间(例如，在开关240的关断时间段期间)断开开关920。在另一示例中，在驱动信号256的导通时间段期间(例如，在开关240的导通时间段期间)，开关920被闭合，并且电流信号812流出电压到电流转换器810经由开关920到达节点990。在又一示例中，在驱动信号256的关断时间段期间(例如，在开关240的关断时间段期间)，开关920被断开，并且电流信号812不经由开关920在电压到电流转换器810和节点990之间流动。

在另一实施例中，电压到电流转换器814接收阈值电压818(例如，Vth)，并且生成电流信号816。例如，电流信号816由电流吸收器910接收，作为响应电流吸收器910生成电流信号912。在另一示例中，电流信号912在幅度上等于电流信号816，并且电流信号912从节点990流至电流吸收器910。

如图9所示，根据某些实施例，复位组件930接收退磁信号312和控制信号932。例如，控制信号932是脉冲宽度调制(PWM)信号342的互补信号，从而如果PWM信号342处于逻辑高电平则控制信号932处于逻辑低电平，并且如果PWM信号342处于逻辑低电平则控制信号932处于逻辑高电平。在另一示例中，在驱动信号256的导通时间段期间(例如，在开关240的导通时间段期间)控制信号932处于逻辑低电平，并且在驱动信号256的关断时间段期间(例如，在开关240的关断时间段期间)控制信号932处于逻辑高电平。在又一示例中，在电感绕组242的退磁时间段期间退磁信号312处于逻辑高电平，并且电感绕组242的任何退磁期间以外处于逻辑低电平。

根据一个实施例，在电感绕组242的退磁时间段结束处(例如，在退磁信号312从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿)，复位组件930复位电容器电压832至芯片地(例如，零伏特)，并保持电容器电压832在芯片地(例如，零伏特)直到驱动信号256的关断时间段结束处(例如，在控制信号932从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿)，其也是下一开关周期的开始。例如，在每个开关周期的开始，电容器电压832被设置到芯片地(例如，零伏特)。在另一示例中，在准谐振模式下，电感绕组242的退磁时间段结束和和相应驱动信号256的关断时间段之间的持续时间约等于零。

根据另一实施例，在每个开关周期的开始处(例如，在驱动信号256的每个导通时间段的开始处)电容器电压832被设置为芯片地(例如，零伏特)。在一个实施例中，在驱动信号256的导通时间段期间，电流信号812流出电压到电流转换器810经由开关920至节点990，并且幅度上等于电流信号816的电流信号912从节点990流到电流吸收器910。例如在驱动信号256的导通时间段结束时，电容器电压832被确定如下。

Vco＝(Is-Ith)×Ton×C (等式41)

其中，Vco表示在驱动信号256的每个导通时间段的结束处的电容器电压832。此外，Is表示电流信号812并且Ith表示电流信号816和电流信号912。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且C表示电容器830的电容。

在另一实施例中，在驱动信号256的导通时间段之后，在驱动信号256的关断时间段期间，在幅度上等于电流信号816的电流信号912仍经由开关920从节点990流至电流吸收器910，但电流信号812不经由开关920在电压到电流转换器810和节点990之间流动。例如，在电感绕组242的退磁时间段结束处(其在准谐振模式下约等于的驱动信号256的关断时间段)，电容器电压832确定如下。

Vce＝(Is-Ith)×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式42)

其中，Vce表示表示在电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832。此外，Is表示电流信号812并且Ith表示电流信号816和电流信号912。此外，Ton表示驱动信号256的导通时间段(例如，开关240的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组242的退磁时间段。并且C表示电容器830的电容。在另一示例中，等式41与等式35相同。

如图9所示，根据一些实施例，电容器830的电容器电压832由比较器950接收，比较器950还接收比较器阈值892(例如，Vref)。例如，比较器950比较电容器电压832(例如，在电感绕组242的退磁时间段结束处的电容器电压832)和比较器阈值892，并生成比较信号952，其中电容器电压832由Vc表示并且比较器阈值892由Vref表示。在另一示例中，如果Vc＞Vref，则比较器950生成逻辑高电平的比较信号952。在又一示例中，如果Vc＜Vref，则比较器950生成逻辑低电平的比较信号952。

根据一个实施例，比较信号952由控制组件940接收。例如，控制组件940也接收退磁信号312。在另一示例中，响应于指示退磁时间段的结束(例如，退磁信号312从逻辑高电平变化到逻辑低电平)的退磁信号312，控制组件940生成信号322(其与退磁时间段的结束处的比较信号952相同)，并且随后保持信号322不变至少直到下一退磁时间段结束为止。在又一示例中，在退磁时间段结束时，如果Vce＞Vref，则比较器950生成逻辑高电平的比较信号952，并且作为响应控制组件940生成也处于逻辑高电平的信号322。在又一示例中，在退磁时间段结束时，如果Vce＜Vref，则比较器950生成逻辑低电平的比较信号952，并且作为响应控制组件940生成也处于逻辑低电平的信号322。

如图3所示，根据某些实施例，信号322由逻辑控制器340接收。例如，如果Vce＞Vref(例如，如果信号322处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。在另一示例中，如果Vce＜Vref(例如，如果信号322处于逻辑低电平)时，则过电压保护(OVP)不触发并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。

图10是根据本发明的某些实施例的针对作为如图2所示的AC到DC功率转换系统200的、示出在图8和/或图9中的过电压保护(OVP)检测器320的简化时序图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。

例如，波形1010表示作为时间的函数的脉冲宽度调制(PWM)信号342，波形1020表示作为时间的函数的电压信号286，波形1030表示作为时间的函数的控制信号932，波形1040表示作为时间的函数的退磁信号312。此外，波形1050表示电容器电压832，波形1080表示作为时间的函数的信号322。

在一实施例中，如波形1010所示，导通时间段(例如，导通时间段Ton)期间脉宽调制(PWM)信号342处于逻辑高电平，并且关断时间段(例如，关断时间段Toff)期间脉宽调制(PWM)信号342处于逻辑低电平。例如，开关周期(Tswitch)的持续时间等于导通时间段和断开时间段的总和。在另一示例中，在导通时间段期间，开关240被闭合(例如，导通)。在又一示例中，在关断时间段期间，开关240被断开(例如，关断)。在另一实施例中，如波形1020所示，在电感绕组242的退磁时间段期间电压信号286达到等式4中所述的值。

在另一实施例中，如波形1030所示，控制信号932是脉冲宽度调制(PWM)信号342的互补信号(例如，如波形1010所示)。例如，如果PWM信号342处于逻辑高电平则控制信号932处于逻辑低电平，并且如果PWM信号342处于逻辑低电平则控制信号932处于逻辑高电平。在另一示例中，控制信号932在导通时间段(例如，驱动信号256的导通时间段)期间处于逻辑低电平，并且控制信号932在关断时间段(例如，驱动信号256的关断时间段)期间处于逻辑高电平。在又一实施例中，如波形1040所示，退磁信号312在电感绕组242的退磁时间段期间处于逻辑高电平，并且在电感绕组242的任何退磁期间以外处于逻辑低电平。

在又一实施例中，如波形1050所示，在开关周期的开始(例如，在驱动信号256的导通时间段的开始)，电容器电压832被设置到等于幅度1052(例如，零伏特)的芯片地。例如，在驱动信号256的导通时间段期间，电容器电压832从幅度1052增大(例如，线性增大)到幅度1054。在另一示例中，在退磁期间，电容器电压832从幅度1054减小(例如，线性减小)到幅度1056。在又一示例中，在退磁时间段结束时(例如在退磁信号312从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿处，如波形1040所示)，电容器电压832由复位组件930从幅度1056复位到幅度1052(例如，芯片地)。在又一示例中，复位组件930从退磁时间段结束到驱动信号256的关断时间段结束(例如，在控制信号932从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿处，如波形1030所示)将电容器电压832保持在幅度1052。在又一示例中，驱动信号256的关断时间段的结束也是下一开关周期的开始。

在又一实施例中，如波形1080所示，信号322在时刻t1之前处于逻辑低电平，其中时刻t1对应于退磁时间段的结束。例如，在时刻t1之前，过电压保护(OVP)不被触发并且开关240由驱动信号256(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在另一示例中，在时刻t1，如波形1040所示，退磁信号312从逻辑高电平变化到到逻辑低电平。在又一示例中，在时刻t1，电容器电压832的幅度1056大于如波形1050所示的比较器阈值892(例如，Vref)，并且作为响应，信号322从逻辑低电平变化到逻辑高电平。在又一示例中，响应于在时刻t1信号322从逻辑低电平变化到逻辑高电平，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统200被关闭。

图11是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。AC到DC功率转换系统1100(例如，功率转换器)包括电阻器1110、1118、1180、1182，电容器1112、1114和1116，脉冲宽度调制(PWM)控制器1120，开关1140，电感绕组1142，以及二极管1144。例如，AC到DC功率转换系统1100仅包括一个感应线圈(例如，电感线圈1142)。在另一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器1120包括端子1122(例如，引脚VDD)、端子1124(例如，引脚COMP)、端子1126(例如，引脚GATE)、端子1128(例如，引脚CS)、端子1130(例如，引脚GND)、以及端子1132(例如，引脚Vsense)。

图12是示出根据本发明的实施例的AC到DC功率转换系统1100的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器1120的某些组件的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。脉冲宽度调制(PWM)控制器1120包括退磁检测器1210、过电压保护(OVP)检测器1220、恒流控制器1230、逻辑控制器1240、以及栅极驱动器1250。

如图11所示，根据一个实施例，AC输入电压1150(例如，VAC)被接收并整流(例如，全波整流)，以生成经整流的电压1152(例如，Vin)。例如，经整流的电压1152不下降至芯片地(例如，零伏特)以下。根据另一实施例，电感绕组1142包括绕组端子1141和1143，并且二极管1144包括二极管端子1145和1147。例如，绕组端子1141在经整流的电压1152(例如，Vin)处被偏置。在另一示例中，绕组端子1143耦接到二极管端子1145。在又一示例中，二极管端子1147和绕组端子1141之间的电压差等于功率转换器1100的输出电压1160(例如，Vo)。

在一个实施例中，功率转换系统1100生成输出电压1160(例如，Vo)。例如，输出电压1160表示节点1164和1162之间的电压差，而节点1164的电压为1166。在另一示例中，电压1166通过电阻1110(例如R2)对电容器1112(例如，C2)充电，以增大电压1154的幅度。在另一实施例中，电压1154由PWM控制器1120通过端子1122接收。例如，如果电压1154变得大于欠压锁定(UVLO)阈值，则PWM控制器1120开始正常操作。在另一示例中，在正常操作中，PWM控制器1120生成具有脉冲宽度调制的驱动信号1156。在又一示例中，电阻器1118被用于感测流过电感绕组1142的电流，并生成电流感测电压信号1184。

如图12所示，根据一个实施例，退磁检测器1210检测到的电感绕组1142的退磁过程的结束，并生成退磁信号1212。例如，退磁信号1212由过电压保护接收(OVP)检测器1220和恒流控制器1230接收。在另一示例中，恒流控制器1230还通过端子1128接收电流感测电压信号1184(例如，Vcs)，并且通过端子1124控制电容器1116(例如，C3)的充电和放电。

在一个实施例中，恒流控制器1230通过采样每个周期的电流感测电压信号1184峰值幅度、并且将所采样的峰值幅度发送至作为恒流控制器1230的一部分的误差放大器，来在逐周期的基础上处理电流感测电压信号1184。例如，误差放大器接收所采样的峰值幅度，并生成输出电流以通过端子1124对电容器1116(例如，C3)进行充电或放电。在另一示例中，误差放大器和电容器1116一起执行退磁时间段期间所采样的峰值幅度的积分数学运算，并且提供环路补偿到功率转换系统1100。

在另一实施例中，恒流控制器1230生成信号1232，并且OVP检测器1220生成信号1222。例如，信号1222和1232由逻辑控制器1240接收，逻辑控制器1240输出脉冲宽调制(PWM)信号1242作为响应。在另一示例中，PWM信号1242由OVP检测器1220和栅极驱动器1250接收。在另一实施例中，栅极驱动器1250通过端子1126输出驱动信号1156到开关1140。例如，驱动信号1156具有频率以及占空比。在另一示例中，驱动信号1156断开(例如，关断)和闭合(例如，导通)开关1140(例如，以影响流经电感绕组1142的电流)。

在又一实施例中，电容器1114(例如，C5)被用于支持功率转换系统1100的输出电压1160(例如，Vo)。在又一实施例中，功率转换系统1100提供恒定的输出电流到一个或多个发光二极管(LED)1190。

如图11所示，根据某些实施例，电阻器1180(例如，R4)接收电压信号1152(例如，Vin)，并且作为响应电阻器1180(例如，R4)和电阻器1182(例如，R5)生成电压信号1186，电压信号1186由PWM控制器1120通过端子1132接收。在一个实施例中，经整流的电压1152(例如，Vin)和输出电压1160(例如，Vo)具有下述关系：

Vin×Ton＝Vo×Tdemag (等式43)

其中Vin表示经整流的电压1152，并且Vo表示输出电压1160。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。

图13是示出根据本发明的实施例的AC到DC功率转换系统1100的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器1120的过电压保护(OVP)检测器1220的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器1220包括采样和保持组件1380(例如，采样和保持电路)、电压到电压转换器1310、低通滤波器1320、以及比较器1330。

在一个实施例中，采样和保持组件1380接收电压信号1186，对退磁时间段期间的电压信号1186进行采样，保持所采样的电压信号1186，并且将所采样和保持的电压信号1186作为电压信号1384输出。在另一实施例中，电压到电压转换器1310被配置为接收电压信号1384、退磁信号1212、以及脉冲宽度调制(PWM)信号1242，并生成电压信号1312。

例如，电压信号1312与电压信号1186具有下述关系：

其中，VC表示电压信号1312，并且Vin_c_demag表示电感绕组1142的退磁时间段期间的电压信号1186。例如，等式44的左侧和等式44的右侧是相等的。在另一示例中，等式44的左侧和等式44的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式44的左侧和等式44的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式44的左侧和等式44的右侧在±10％的范围内大致相等。

在另一示例中，如等式44所示，Vin_c_demag被确定如下：

其中Vin表示电感绕组1142的退磁时间段期间的经整流的电压1152。

在另一示例中，电压信号1186被确定如下：

其中Vin_c表示电压信号1186，并且Vin表示经整流的电压1152。

在另一示例中，如等式45A和45B所示，K表示如下所示的常数系数。

其中R4表示电阻器1180的电阻，并且R5表示电阻器1182的电阻。

根据一个实施例，电压信号1312由低通滤波器1320接收，作为响应低通滤波器1320对电压信号1312执行低通滤波并且生成电压信号1322。例如，电压信号1322与电压信号1186具有下述关系：

其中，VP表示电压信号1322，并且Vin_c_demag表示电压信号1186。例如，等式47的左侧和等式47的右侧是相等的。在另一示例中，等式47的左侧和等式47的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式47的左侧和等式47的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式47的左侧和等式47的右侧在±10％的范围内大致相等。

在另一示例中，基于等式43和45A，等式44被变形为：

其中Vo表示输出电压1160。例如，等式48A的左侧和等式48A的右侧是相等的。在另一示例中，等式48A的左侧和等式48A的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式48A的左侧和等式48A的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式48A的左侧和等式48A的右侧在±10％的范围内大致相等。

在另一示例中，基于等式43和45A，等式47被变形为：

其中Vo表示输出电压1160。例如，等式48B的左侧和等式48B的右侧是相等的。在另一示例中，等式48B的左侧和等式48B的右侧在±1％的范围内大致相等。在另一示例中，等式48B的左侧和等式48B的右侧在±5％的范围内大致相等。在又一示例中，等式48B的左侧和等式48B的右侧在±10％的范围内大致相等。

根据另一实施例，电压信号1322由比较器1330接收，比较器1330还接收比较器阈值1332(例如，Vth)。例如，比较器1330比较电压信号1322和比较器阈值1332，其中电压信号1322由VP表示并且比较器阈值1332由Vth表示。在另一示例中，如果VP＞Vth，则比较器1330生成逻辑高电平的信号1222。在又一示例中，如果VP＜Vth，，则比较器1330生成逻辑低电平的信号1222。

如图12所示，根据一些实施例，信号1222由逻辑控制器1240接收。例如，如果VP＞Vth(例如，如果信号1222处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，如果如果VP＜Vth(例如，如果信号1222处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

在一个实施例中，如果满足下式则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭：

VP＞Vth (等式49)

其中，Vth表示比较器阈值1332。例如，基于等式49，等式48B被变形为：

Vo＞VOVP (等式50)

其中VOVP＝K×Vth (等式51)

并且VOVP表示输出电压1160的过电压保护阈值。

在另一实施例中，如果Vo＞VOVP，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一实施例中，如果Vo＜VOVP，则过电压保护(OVP)未被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

如上所讨论的和在这里进一步强调的，图13仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，低通滤波器1320被省略从而电压信号1312由比较器1330接收，比较器1330还接收比较器阈值1332(例如，Vth)。在一实施例中，比较器1330比较电压信号1312和比较器阈值1332，其中电压信号1312由VC表示并且比较器阈值1332由Vth表示。在另一示例中，如果VC＞Vth，则比较器1330生成逻辑高电平的信号1222。在又一示例中，如果VC＜Vth，，则比较器1330生成逻辑低电平的信号1222。

如图11和12所示，脉冲宽度调制(PWM)控制器1120包括端子1122(例如，引脚VDD)、端子1124(例如，引脚COMP)、端子1126(例如，引脚GATE)、端子1128(例如，引脚CS)、端子1130(例如，引脚GND)、端子1132(例如，引脚Vsense)。例如，脉冲宽度调制(PWM)控制器1120位于芯片上，并且端子1130(例如，引脚GND)被偏置到芯片地(例如零伏特)。另一示例中，端子1126(例如，引脚GATE)被退磁检测器1210用来检测电感绕组1142退磁过程的结束，并且基于这样的检测，新的开关周期开始。

另外，如图12所示，脉冲宽度调制(PWM)控制器1120包括退磁检测器1210、过电压保护(OVP)检测器1220、恒流控制器1230、逻辑控制器1240、以及栅极驱动器1250。在一实施例中，在每个开关周期中，如果由栅极驱动器1250生成的驱动信号1156从逻辑低电平变化到逻辑高电平，则开关1140变为闭合(例如，导通)。例如，开关1140变为关闭之后，流过开关1140的电流幅度逐渐增大，导致电流感测电压信号1184也在幅度上增大。在另一示例中，如果电流感测电压信号1184比与端子1124(例如，引脚COMP)相关的参考电压大，则逻辑控制器1240输出脉冲宽度调制(PWM)信号1242到栅极驱动器1250，作为响应，栅极驱动器1250生成(例如，逻辑低电平的)驱动信号1156以断开(例如，关断)开关1140。在又一示例中，当开关变为断开(例如，关断)，则电感绕组1142的退磁过程开始。在又一示例中，在退磁过程中，过电压保护(OVP)检测器1220执行过电压保护(OVP)的功能。在又一示例中，如果退磁检测器1210检测到退磁过程的结束，则开关1140再次变为闭合(例如，导通)。

图14是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统1100的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器1120的过电压保护(OVP)检测器1220的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器1220包括采样和保持组件1480(例如，采样和保持电路)、电压到电压转换器1410、低通滤波器1420、均值确定组件1430(例如，均值确定电路)、以及比较器1490。

在一实施例中，采样和保持组件1480接收电压信号1186以及控制信号1482。例如，响应于控制信号1482，采样和保持组件1480在退磁时间段期间采样电压信号1186，保持所采样的电压信号1186，并且将所采样和保持的电压信号1186电压信号1484输出。在另一实施例中，电压到电压转换器1410被配置为接收电压信号1484、退磁信号1212和脉冲宽度调制(PWM)信号1242，并生成电压信号1412。例如，电压信号1412与电压信号1186之间具有如等式44所示的关系。在又一实施例中，电压信号1412由低通滤波器1420接收，作为响应低通滤波器1420对电压信号1412进行低通滤波并生成电压信号1422。例如，电压信号1422与电压信号1186之间具有如等式47所示的关系，并且与输出电压1160之间具有如等式48B所示的关系。

在又一实施例中，均值确定组件1430接收电压信号1422和阈值电压1432(例如，Vth)，并生成电压信号1434。例如，均值确定组件1430被配置为控制作为均值确定组件1430的一部分的电容器的充电和放电，以及将电容器的电压作为电压信号1434输出。在另一示例中，均值确定组件1430被配置为比较电压信号1422和阈值电压1432(例如，Vth)，并且生成电压信号1434。在又一示例中，电压信号1434反映了电压信号1422相较于阈值电压1432的均值。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号1422的均值等于阈值电压1432，则开关周期结束时的电压信号1434等于开关周期的开始时电压信号1434。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号1422的均值小于阈值电压1432，则开关周期结束时的电压信号1434小于开关周期的开始时电压信号1434。在又一示例中，就开关周期而言，如果电压信号1422的均值大于阈值电压1432，则开关周期结束时的电压信号1434大于开关周期的开始时电压信号1434。

在另一实施例中，电压信号1434由比较器1490接收，比较器1490还接收参考电压1492(例如，Vref)。例如，比较器1490比较电压信号1434和参考电压1492，其中电压信号1434由VQ表示并且参考电压1492由Vref表示。在另一示例中，如果VQ＞Vref，则比较器1490生成逻辑高电平的信号1222。在又一示例中，如果VQ＜Vref，则比较器1490生成逻辑低电平的信号1222。

如图12所示，根据一些实施例，信号1222由逻辑控制器1240接收。例如，如果VQ＞Vref(例如，如果信号1222处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，如果VQ＜Vref(例如，如果信号1222处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之前改变)导通和关断。

根据一个实施例，如果在一个或多个开关周期后，电压信号1434从比参考电压1492小变为比参考电压1492大，则信号1222从逻辑低电平改变到逻辑高电平。例如，响应于信号1222从逻辑低电平改变到逻辑高电平，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，输出电压1160的过电压保护阈与阈值电压1432具有如等式51所示的关系，其中Vth表示的阈值电压1432并且VOVP表示输出电压1160的过电压保护阈值。

如上文所讨论的和在这里进一步强调的，图14仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，低通滤波器1420被省略，从而电压信号1412由均值确定组件1430接收，均值确定组件也接收阈值电压1432(例如，Vth)并且生成电压信号1434。

图15是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统1100的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器1120的过电压保护(OVP)检测器1220的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器1220包括采样和保持组件1580(例如，采样和保持电路)、电压到电流转换器1510和1514、电流发生器1520、电容器1530、以及受控比较器1590。

在一实施例中，采样和保持组件1580接收电压信号1186以及控制信号1582。例如，响应于控制信号1582，采样和保持组件1580对退磁时间段期间的电压信号1186进行采样，保持所采样的电压信号1186，并且将所采样和保持的电压信号1186作为电压信号1584输出。在另一示例中，

Vs＝Vin_c_demag (等式52)

其中，Vs表示电压信号1584。此外，Vin_c_demag表示电感绕组1142的退磁时间段期间的电压信号1186。

返回参考图11，根据另一实施例可以得到下式：

其中，Vin_c_demag表示电感绕组1142的退磁时间段期间的电压信号1186。此外，Vin表示经整流的电压1152并且K表示常数系数。此外，R4表示电阻器1180的电阻，并且R5表示电阻器1182的电阻。例如，基于等式52和53，获得下式：

如图15所示，根据一些实施例，电压到电流转换器1510被配置为接收电压信号1584(例如，Vs)和生成电流信号1512。在一个实施例中，

Is＝Vs×Gm1 (等式56)

其中，Vs表示电压信号1584，Gm1表示电压到电流转换器1510的跨导，并且Is表示电流信号1512。在另一示例中，基于等式55和56，获得下式：

在另一实施例中，电压到电流转换器1514被配置为接收阈值电压1518(例如，Vth)并且生成电流信号1516。例如，

Ith＝Vth×Gm2 (等式58)

其中，Vth表示阈值电压1518，Gm2表示电压到电流转换器1514的跨导，并且Ith表示电流信号1516。在另一示例中，如果

则

其中，VOVP表示输出电压1160的过电压保护阈值，并且K表示出现在等式54中的常数系数。

在又一实施例中，如果电压到电流转换器1510的跨导与电压到电流转换器1514的跨导相等，则得到下式。

其中，Gme表示电压到电流转换器1510的跨导和电压到电流转换器1514的跨导。

参考图11，基于等式43，根据一些实施例得到下式。

其中，K表示出现在等式54中的常数系数。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。

例如，如果

Vo＞VOVP (等式64)

则等式63变形为

在另一示例中，基于等式61和62，等式65变形为：

Is×Ton-Ith×Tdemag＞0 (等式66)

其中，Is表示电流信号1512，并且Ith表示电流信号1516。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。

如图15所示，根据一些实施例，如果(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＞0(例如，如等式66所示)，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一实施例中，如果(Is-Ith)×Ton-Ith×Tdemag＜0，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)导通和关断。

在一个实施例中，电压到电流转换器1510输出电流信号1512(例如，Is)，并且电压到电流转换器1514输出电流信号1516(例如，Ith)。例如，电流信号1512和1516由电流发生器1520接收，电流发生器1520还接收退磁信号1212和脉冲宽度调制(PWM)信号1242，并生成电流信号1522(例如，Ic)。在另一示例中，如果电流1522从电流发生器1520流向电容器1530，则电流1522被用于对电容器1530充电，如果电流1522从电容器1530流向电流发生器1520则电流1522被用于对电容器1530放电。

在另一实施例中，在驱动信号1156的导通时间段(例如，Ton)期间，电流1522被生成以从电流发生器1520流向电容器1530，并且对电容器1530充电。例如，电流1522的幅度被确定如下：

Ic1＝Is (等式67)

其中，Ic1表示驱动信号1156的导通时间段(例如，Ton)期间的电流1522，并且Is表示电流信号1512。在另一示例中，在驱动信号1156的导通时间段期间，电流1522对电容器1530充电，并且电容器1530的电容器电压1532(例如，Vc)增大下述幅度：

ΔVc1＝Is×Ton×C (等式68)

其中，ΔVc1表示电容器电压1532的增量，并且C表示电容器1530的电容。

在又一实施例中，在电感绕组1142的退磁时间段(例如，Tdemag)期间，电流1522被生成以从电容器1530流向电流发生器1520，并且对电容器1530放电。例如，电流1522的幅度被确定如下：

Ic2＝Ith (等式69)

其中，Ic2表示电感绕组1142的退磁时间段(例如，Tdemag)期间的电流1522，并且Ith表示电流信号1516。在另一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段(例如，Tdemag)期间，电流1522对电容器1530放电，并且电容器1530的电容器电压1532(例如，Vc)减小下述幅度：

ΔVc2＝Ith×Tdemag×C (等式70)

其中，ΔVc2表示电容器电压1532的减量，并且C表示电容器1530的电容。

在另一实施例中，从驱动信号1156的导通时间段(例如，Ton)的开始到电感绕组1142的退磁时间段(例如，Tdemag)的结束，电容器电压1532的变化基于等式68和70确定如下：

ΔVcd＝ΔVc1-ΔVc2＝Is×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式71)

其中，ΔVcd表示电容器电压1532，从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束的变化量。

根据一个实施例，如果ΔVcd大于零，则电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束增大。在另一实施例中，如果ΔVcd小于零，则电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束减小。

根据另一实施例，如果电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束增大(例如，ΔVcd＞0)，则根据等式71，得出等式66再现如下。

Is×Ton-Ith×Tdemag＞0 (等式72)

例如，如果电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束增大(例如，ΔVcd＞0)，则过电压保护(OVP)被触发并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，如果电容电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束减小(例如，ΔVcd＜0)，则过电压保护(OVP)不触发并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。

根据另一实施例，如果电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束增大预定的量(例如，ΔVcd＞Vref)，则过电压保护(OVP)被触发并且功率转换系统1100被关闭，其中Vref表示预定的量。在另一示例中，如果电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束未增大预定的量(例如，ΔVcd＜Vref)，则过电压保护的退磁期间结束(OVP)不被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，预定的量(例如，Vref)大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

在一个实施例中，在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号1156的每个导通时间段的开始)电容器电压1532被设置为芯片地(例如，零伏特)，从而在电感绕组1142的每一个对应退磁时间段结束时，电容器电压1532等于电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束的改变量，如下式所示：

Vce＝ΔVcd (等式73)

其中Vce表示电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532，并且ΔVcd表示电容器电压1532从驱动信号1156的导通时间段的开始到电感绕组1142的退磁时间段的结束的改变量。例如，如果在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号1156的每个导通时间段的开始)电容器电压1532被设置为芯片地(例如，零伏特)，基于等式71和73得到下式。

Vce＝Is×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式74)

其中Vce表示电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532。此外，Is表示电流信号1512并且Ith表示电流信号1516。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。并且C表示电容器1530的电容。

例如，如果电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532大于预定的量(例如，Vce＞Vref)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭，其中，Vref表示预定的量。在另一示例中，如果电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532小于预定的量(例如，Vce＜Vref)，则过电压保护(OVP)不被触发，并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，预定的量(例如，Vref)大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

在另一实施例中，AC到DC功率转换系统1100工作在准谐振模式下，其中，

其中，Toff表示驱动信号1156的关断时间段(例如，开关1140的关断时间段)。例如，在准谐振模式下，

其中，Tswitch表示驱动信号1156的开关周期(例如，开关1140的开关周期)。在另一示例中，在准谐振模式下，从开关周期的开始到开关周期的结束，电容器电压1532根据等式71确定如下。

其中，ΔVcp表示电容器电压1532从开关周期的开始到开关周期的结束的变化量。

在另一实施例中，在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号1156的每个导通时间段的开始)电容器电压1532被设置为芯片地(例如，零伏特)，从而在开关周期结束时，电容器电压1532等于电容器电压1532从开关周期的开始到开关周期的结束的改变量，如下式所示：

Vcs＝ΔVcp (等式78)

其中，Vcs表示开关周期的结束处的电容器电压1532，并且ΔVcp表示电容器电压1532从开关周期的开始到开关周期的结束的改变量。例如，如果在每个开关周期的开始(例如，在驱动信号1156的每个导通时间段的开始)电容器电压1532被设置为芯片地(例如，零伏特)，则基于等式77和78得出下式。

其中，Vcs表示开关周期的结束处的电容器电压1532。此外，Is表示电流信号1512并且Ith表示电流信号1516。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。并且C表示电容器1530的电容。

如图15所示，根据一些实施例，电容器1530的电容器电压1532由受控比较器1590接收，受控比较器1590还接收比较器阈值1592(例如，Vref)和退磁信号1212。例如，在由退磁信号1212指示的电感绕组1142的退磁时间段结束处，受控比较器1590比较电容器电压1532和比较器阈值1592，生成信号1222，并且将保持信号1222不变至少直到在下一退磁时间段结束。在另一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段的结束时，如果Vce＞Vref，则受控比较器1590生成逻辑高电平的信号1222。在又一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段的结束时，如果Vce＜Vref，则受控比较器1590生成逻辑低电平的信号1222。在又一示例中，比较器阈值1592(例如，Vref)大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

如图12所示，根据某些实施例，信号1222由逻辑控制器1240接收。例如，如果Vce＞Vref(例如，如果信号1222处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，如果Vce＜Vref(例如，如果信号1222处于逻辑低电平)，则过电压保护(OVP)不触发并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在又一示例中，Vref大于或等于芯片地(例如，大于或等于零伏特)。

图16是示出根据本发明的另一实施例的作为如图11所示的AC到DC功率转换系统1100的一部分的脉冲宽度调制(PWM)控制器1120的过电压保护(OVP)检测器1220的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。过电压保护(OVP)检测器1220包括采样和保持组件1580、电压到电流转换器1510和1514、电容器1530、电流吸收器1610、开关1620和1660、复位组件1630(例如，复位电路)、控制组件1640(例如，边沿触发的锁存器)、以及比较器1650。例如，参考图15，电流发生器1520包括电流吸收器1610、开关1620和1660、以及复位组件1630。在另一实施例中，参考图15，受控比较器1590包括控制组件1640和比较器1650。在又一示例中，边沿触发锁存器1640包括触发器。

在一个实施例中，采样和保持组件1580接收电压信号1186和控制信号1582。例如，响应于控制信号1582，采样和保持组件1580采样退磁时间段期间的电压信号1186，保持所以采样的电压信号1186，并将所采样和保持的电压信号1186作为电压信号1584输出。在另一实施例中，电压信号1584由电压到电流转换器1510接收，电压到电流转换器1510生成电流信号1512。

如图16所示，根据一些实施例，电压到电流转换器1510耦接到开关1620。例如，开关1620接收脉冲宽度调制(PWM)信号1242，PWM信号1242在驱动信号1156的导通时间段期间(例如，在开关1140的导通时间段期间)闭合开关1620，并且在驱动信号1156的关断时间段期间(例如，在开关1140的关断时间段期间)断开开关1620。在另一示例中，在驱动信号1156的导通时间段期间(例如，在开关1140的导通时间段期间)，开关1620被闭合，并且电流信号1512流出电压到电流转换器1510经由开关1620到达节点1690。在又一示例中，在驱动信号1156的关断时间段期间(例如，在开关1140的关断时间段期间)，开关1620被断开，并且电流信号1512不经由开关1620在电压到电流转换器1510和节点1690之间流动。

在另一实施例中，电压到电流转换器1514接收阈值电压1518(例如，Vth)，并且生成电流信号1516。例如，电流信号1516由电流吸收器1610接收，作为响应电流吸收器1610生成电流信号1612。在另一示例中，电流信号1612在幅度上等于电流信号816，在又一实施例中，电流吸收组件1610耦接到开关1660。例如，开关1660接收退磁信号1212，退磁信号1212在电感绕组1142的退磁时间段期间闭合开关1620，并且在电感绕组1142的退磁时间段之外(例如，驱动信号1156的导通时间段期间)断开开关1620。在另一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段期间开关1620被闭合，并且电流信号1612从节点1690经由开关1660流至电流吸收器1610。在另一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段之外(例如，驱动信号1156的导通时间段期间)，开关1660被断开，并且电流信号1612不经由开关1660在节点1690和电流吸收器1610之前流动。

如图16所示，根据某些实施例，复位组件1630接收退磁信号1212和控制信号1632。例如，控制信号1632是脉冲宽度调制(PWM)信号1242的互补信号，从而如果PWM信号1242处于逻辑高电平则控制信号1632处于逻辑低电平，并且如果PWM信号1242处于逻辑低电平则控制信号1632处于逻辑高电平。在另一示例中，在驱动信号1156的导通时间段期间(例如，在开关1140的导通时间段期间)控制信号1632处于逻辑低电平，并且在驱动信号1156的关断时间段期间(例如，在开关1140的关断时间段期间)控制信号1632处于逻辑高电平。在又一示例中，在电感绕组1142的退磁时间段期间退磁信号1212处于逻辑高电平，并且电感绕组1142的任何退磁期间以外处于逻辑低电平。

根据一个实施例，在电感绕组1142的退磁时间段结束处(例如，在退磁信号1212从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿)，复位组件1630复位电容器电压1532至芯片地(例如，零伏特)，并保持电容器电压1532在芯片地(例如，零伏特)直到驱动信号1156的关断时间段结束为止(例如，在控制信号1632从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿)，其也是下一开关周期的开始。例如，在每个开关周期的开始，电容器电压1532被设置到芯片地(例如，零伏特)。在另一示例中，在准谐振模式下，电感绕组1142的退磁时间段结束和和相应驱动信号1156的关断时间段之间的持续时间约等于零。

根据另一实施例，在每个开关周期的开始处(例如，在驱动信号1156的每个导通时间段的开始处)电容器电压1532被设置为芯片地(例如，零伏特)。在一个实施例中，在驱动信号1156的导通时间段期间，电流信号1512流出电压到电流转换器1510经由开关1620至节点1690。例如在驱动信号1156的导通时间段结束时，电容器电压1532被确定如下。

Vco＝Is×Ton×C (等式80)

其中，Vco表示在驱动信号1156的每个导通时间段结束时的电容器电压1532。此外，Is表示电流信号1512并且Ith表示电流信号1516。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)。并且C表示电容器1530的电容。

在另一实施例中，在驱动信号1156的导通时间段之后，在电感绕组1142的退磁时间段期间，在幅度上等于电流信号1516的电流信号1612仍经由开关1660从节点1690流至电流吸收器1610。例如，在电感绕组1142的退磁时间段结束处(其在准谐振模式下约等于的驱动信号1156的关断时间段)，电容器电压1532确定如下。

Vce＝Is×Ton×C-Ith×Tdemag×C (等式81)

其中，Vce表示表示在电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532。此外，Is表示电流信号1512并且Ith表示电流信号1516和电流信号1612。此外，Ton表示驱动信号1156的导通时间段(例如，开关1140的导通时间段)，并且Tdemag表示电感绕组1142的退磁时间段。并且C表示电容器1530的电容。在另一示例中，等式81与等式74相同。

如图16所示，根据一些实施例，电容器1530的电容器电压1532由比较器1650接收，比较器1650还接收比较器阈值1592(例如，Vth)。例如，比较器1650比较电容器电压1532(例如，在电感绕组1142的退磁时间段结束处的电容器电压1532)和比较器阈值1592，并生成比较信号1652，其中电容器电压1532由Vc表示并且比较器阈值1592由Vref表示。在另一示例中，如果Vc＞Vref，则比较器1650生成逻辑高电平的比较信号1652。在又一示例中，如果Vc＜Vref，则比较器1650生成逻辑低电平的比较信号1652。

根据一个实施例，比较信号1652由控制组件1640接收。例如，控制组件1640也接收退磁信号1212。在另一示例中，响应于指示退磁时间段的结束(例如，退磁信号1212从逻辑高电平到逻辑低电平变化)的退磁信号1212，控制组件1640生成信号1222(其与退磁时间段的结束处的比较信号1652相同)，并且随后保持信号1222不变至少直到下一退磁时间段结束为止。在又一示例中，在退磁时间段结束时，如果Vce＞Vref，则比较器1650生成逻辑高电平的比较信号1652，并且作为响应控制组件1640生成也处于逻辑高电平的信号1222。在又一示例中，在退磁时间段结束时，如果Vce＜Vref，则比较器1650生成逻辑低电平的比较信号1652，并且作为响应控制组件1640生成也处于逻辑低电平的信号1222。

如图12所示，根据某些实施例，信号1222由逻辑控制器1240接收。例如，如果Vce＞Vref(例如，如果信号1222处于逻辑高电平)，则过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。在另一示例中，如果Vce＜Vref(例如，如果信号1222处于逻辑低电平)时，则过电压保护(OVP)不触发并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。

图17是根据本发明的某些实施例的针对作为如图2所示的AC到DC功率转换系统1100的、示出在图15和/或图16中的过电压保护(OVP)检测器1220的简化时序图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。

例如，波形1710表示作为时间的函数的脉冲宽度调制(PWM)信号1242，波形1730表示作为时间的函数的控制信号1632，波形1740表示作为时间的函数的退磁信号1212。此外，波形1750表示电容器电压1532，波形1780表示作为时间的函数的信号1222。

在一实施例中，如波形1710所示，导通时间段(例如，导通时间段Ton)期间脉宽调制(PWM)信号1242处于逻辑高电平，并且关断时间段(例如，关断时间段Toff)期间脉宽调制(PWM)信号1242处于逻辑低电平。例如，开关周期(Tswitch)的持续时间等于导通时间段和断开时间段的总和。在另一示例中，在导通时间段期间，开关1140被闭合(例如，导通)。在又一示例中，在关断时间段期间，开关1140被断开(例如，关断)。

在另一实施例中，如波形1730所示，控制信号1632是脉冲宽度调制(PWM)信号1242的互补信号(例如，如波形1710所示)。例如，如果PWM信号1242处于逻辑高电平则控制信号1632处于逻辑低电平，并且如果PWM信号1242处于逻辑低电平则控制信号1632处于逻辑高电平。在另一示例中，控制信号1632在导通时间段(例如，驱动信号1156的导通时间段)期间处于逻辑低电平，并且控制信号1632在关断时间段(例如，驱动信号1156的关断时间段)期间处于逻辑高电平。在又一实施例中，如波形1740所示，退磁信号1212在电感绕组1142的退磁时间段期间处于逻辑高电平，并且在电感绕组1142的任何退磁期间以外处于逻辑低电平。

在又一实施例中，如波形1750所示，在开关周期的开始(例如，在驱动信号1156的导通时间段的开始)，电容器电压1532被设置到等于幅度1752(例如，零伏特)的芯片地。例如，在驱动信号1156的导通时间段期间，电容器电压1532从幅度1752增大(例如，线性增大)到幅度1754。在另一示例中，在退磁期间，电容器电压1532从幅度1754减小(例如，线性减小)到幅度1756。在又一示例中，在退磁时间段结束时(例如在退磁信号1212从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿处，如波形1740所示)，电容器电压1532由复位组件1630从幅度1756复位到幅度1752(例如，芯片地)。在又一示例中，复位组件1630从退磁时间段结束到驱动信号1156的关断时间段结束(例如，在控制信号1632从逻辑高电平到逻辑低电平的下降沿处，如波形1730所示)将电容器电压1532保持在幅度1752。在又一示例中，驱动信号1156的关断时间段的结束也是下一开关周期的开始。

在又一实施例中，如波形1780所示，信号1222在时刻t1之前处于逻辑低电平，其中时刻t1对应于退磁时间段的结束。例如，在时刻t1之前，过电压保护(OVP)不触发并且开关1140由驱动信号1156(其在逻辑高电平和逻辑低电平之间改变)来导通和关断。在另一示例中，在时刻t1，如波形1740所示，退磁信号1212从逻辑高电平变化到到逻辑低电平。在又一示例中，在时刻t1，电容器电压1532的幅度1756大于如波形1750所示的比较器阈值1592(例如，Vref)，并且作为响应，信号1222从逻辑低电平变化到逻辑高电平。在又一示例中，响应于在时刻t1信号1222从逻辑低电平变化到逻辑高电平，过电压保护(OVP)被触发，并且功率转换系统1100被关闭。

如上文所示和这里进一步强调，图2和图11仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，过电压保护(OVP)检测器320(例如，如图3、图4、图5、图6、图8和/或图9所示)用在如图18所示的AC到DC功率转换系统中。在另一示例中，过电压保护(OVP)检测器1220(例如，如图13、图14、图15和图16所示)用在如图19所示的AC到DC功率转换系统中。

图18是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。AC到DC功率转换系统1800(例如，电源转换器)包括电阻器1810、1818、1880和1882，电容器1812、1814、1816、1892，脉冲宽度调制(PWM)控制器1820，开关1840，电感绕组1842，以及二极管1844。例如，AC到DC功率转换系统1800仅包括一个感应线圈(例如，电感线圈1842)。在另一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器1820包括端子1822(例如，引脚VDD)、端子1824(例如，引脚COMP)、端子1826(例如，引脚GATE)、端子1828(例如，引脚CS)、端子1830(例如，引脚GND)、端子1832(例如，引脚FB)、以及端子1834(例如，引脚SW)。在又一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器1820还包括过电压保护(OVP)检测器，其基本上类似于过电压保护(OVP)检测器320(例如，如图4、图5、图6、图8、和/或图9所示)。

如图18所示，根据一个实施例，AC输入电压1850(例如，VAC)被接收并整流(例如，全波整流)，以生成经整流的电压1852(例如，Vin)。例如，经整流的电压1852不下降至芯片地(例如，零伏特)以下。在另一示例中，经整流的电压1852通过电感绕组1842、二极管1844、以及电阻器1810(例如，R2)对电容器1812(例如，C2)充电，以在幅度上增大电压1854。

根据另一实施例，电压1854由开关1840接收(例如，由晶体管1840的栅极接收)，并且由PWM控制器1820(例如，通过PWM控制器1820的端子1826)接收。例如，电压1854增大，从而开关1840被闭合(例如，晶体管1840导通)。在另一示例中，如果开关1840被闭合(例如，晶体管1840导通)，则端子1822的电压1858通过开关1840和PWM控制器1820的内部电路充电升高。根据另一实施例，如果端子1822的电压1858变得大于欠压锁定(UVLO)阈值，则PWM控制器1820开始正常操作。例如，在正常操作中，PWM控制器1820生成具有脉冲宽度调制的驱动信号1856来执行到开关1840(例如，晶体管1840)的源级驱动。在又一示例中，电阻器1818用于感测流过电感绕组1842的电流，并生成电流感测电压信号1884。

根据另一实施例，电感绕组1842包括绕组端子1841和1843，并且二极管1844包括二极管端子1845和1847。例如，绕组端子1843在电压信号1888(例如，VD)被偏置并耦接到二极管端子1845。在另一实施例中，二极管端子1847和绕组端子1841之间的电压差等于功率转换器1800的输出电压1860(例如，Vo)。

根据另一实施例，功率转换系统1800生成输出电压1860(例如，Vo)。例如，电容器1814(例如，C5)被用于支持功率转换系统1800的输出电压1860(例如，Vo)。在又一示例中，功率转换系统1800提供恒定的输出电流到一个或多个发光二极管(LED)1890。如图18所示，根据某些实施例，电阻器1880(例如，R4)接收电压信号1888(例如，VD)，并且作为响应，电阻器1880(例如，R4)和电阻器1882(例如，R5)生成电压信号1886，电压信号1886由PWM控制器1820通过端子1832接收。例如，电压信号1886由脉冲宽度调制(PWM)控制器1820的过电压保护(OVP)检测器接收，并且过电压保护(OVP)检测器基本上类似于过电压保护(OVP)检测器320(例如，如图4、图5、图6、图8和/或图9所示)。

图19是示出根据本发明的另一实施例的用于LED照明的具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的简化图。此图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。AC到DC功率转换系统1900(例如，功率转换器)包括电阻器1910、1918、1980和1982，电容器1912，1914、1916和1992，脉冲宽度调制(PWM)控制器1920，开关1940，电感绕组1942和二极管1944。例如，AC到DC功率转换系统1900仅包括一个感应线圈(例如，电感线圈1942)。在另一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器1920包括端子1922(例如，引脚VDD)、端子1924(例如，引脚COMP)、端子1926(例如，引脚GATE)、端子1928(例如，引脚CS)、端子1930(例如，引脚GND)、端子1932(例如，引脚Vsense)、以及端子1934(例如，引脚SW)。在又一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器1920还包括过电压保护(OVP)检测器，其基本上类似于过电压保护(OVP)检测器1220(例如，如图13、图14、图15和图16所示)。

如图19所示，根据一个实施例，AC输入电压1950(例如，VAC)被接收和整流(例如，进行全波整流)以生成整流电压1952(例如，Vin)。例如，经整流的电压1952没有落在芯片地(例如，零伏特)以下。根据另一实施例，经整流的电压1952通过电感绕组1942、二极管1944和电阻器1910(例如，R2)对电容器1912(例如，C2)充电，以在幅度上增大电压1954。

根据另一实施例，电压1954由开关1940接收(例如，由晶体管1940的栅极接收)，以及由PWM控制器1920(例如，由PWM控制器1920的端子1926)接收。例如，电压1954增大，从而开关1940被闭合(例如，晶体管1940导通)。在另一示例中，如果开关1940被闭合(例如，晶体管1940导通)，则端子1922的电压1958通过开关1940和PWM控制器1920的内部电路充电升高。根据另一实施例，如果端子1922的电压1958变得大于欠压锁定(UVLO)阈值，则PWM控制器1920开始正常操作。例如，在正常操作中，PWM控制器1920生成具有脉冲宽度调制的驱动信号1956来执行到开关1940(例如，晶体管1940)的源级驱动。在又一示例中，电阻器1918用于感测流过电感绕组1942的电流，并生成电流感测电压信号1984。

根据另一实施例，电感绕组1942包括绕组端子1941和1943，并且二极管1944包括二极管端子1945和1947。例如，绕组端子1941在经整流的电压1952(例如，Vin)被偏置。在另一实施例中，绕组端子1943耦接到二极管端子1945。在又一示例中，二极管端子1947和绕组端子1941之间的电压差等于功率转换器1900的输出电压1960(例如，Vo)。

根据另一实施例，功率转换系统1900生成输出电压1960(例如，Vo)。例如，电容器1914(例如，C5)被用于支持功率转换系统1900的输出电压1960(例如，Vo)。在又一示例中，功率转换系统1900提供恒定的输出电流到一个或多个发光二极管(LED)1990。如图19所示，根据某些实施例，电阻器1980(例如，R4)接收经整流的电压1952，并且作为响应，电阻器1980(例如，R4)和电阻器1982(例如，R5)生成电压信号1986，电压信号1986由PWM控制器1920通过端子1932接收。例如，电压信号1986由脉冲宽度调制(PWM)控制器1920的过电压保护(OVP)检测器接收，并且过电压保护(OVP)检测器基本上类似于过电压保护(OVP)检测器1220(例如，如图13、图14、图15和图16所示)。

根据一些实施例，提供了作为AC到DC功率转换系统的一部分的脉宽调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器。例如，脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器适用于AC到DC功率转换系统的各种配置。在另一示例中，即使过电压保护(OVP)检测器不直接检测输出电压的幅度，脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器也可以可靠地进行过电压保护。在又一示例中，响应于检测到过电压的发生，过电压保护(OVP)检测器在幅度上减小输出电压并且保护输出电容器(例如，电容器214和/或电容器1114)。在又一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器的过电压保护(OVP)检测器可以简化具有初级侧调节(PSR)和升降压架构的AC到DC功率转换系统的结构。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器200)的系统控制器(例如，系统控制器220)包括被配置为生成调制信号(例如，信号342)的逻辑控制器(例如，逻辑控制器340)，以及驱动器(例如，驱动器350)，驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号(例如，信号256)，并输出驱动信号到开关(例如，开关240)，以影响流过功率转换器(例如，功率转换器200)的电感绕组(例如，绕组242)的电流。此外，系统控制器(例如，系统控制器220)包括电压到电压转换器(例如，转换器410和/或转换器510)，电压到电压转换器被配置为接收第一电压信号(例如，信号484和/或信号584)、调制信号(例如，信号342)、以及退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于第一电压信号、调制信号和退磁信号来生成第二电压信号(例如，信号412和/或信号512)。此外，系统控制器(例如，系统控制器220)包括比较器(例如，比较器430和/或比较器590)，比较器被配置为接收第一阈值信号(例如，信号432和/或信号592)，至少部分地基于与第二电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)，并且输出比较信号到逻辑控制器。调制信号指示开关的导通时间段，并且退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。第二电压信号约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率(例如，如等式8所示)。例如，系统控制器至少根据图2、图3、图4和/或图5来实施。

在另一示例中，第二电压信号在幅度上约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率(例如，如等式8所示)。在又一示例中，比较信号指示过电压保护是否被触发，并且逻辑控制器(例如，控制器340)被配置为响应于指示过电压保护被触发的比较信号，使得功率转换器关闭。

在又一示例中，系统控制器还包括低通滤波器(例如，滤波器420和/或过滤器520)，低通滤波器被配置为接收第二电压信号，并且至少部分地基于第二电压信号来生成第三电压信号(例如，信号422和/或信号522)。比较器(例如，比较器430和/或比较器590)还被配置为至少部分地基于与第三电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)。在又一示例中，比较器(例如，比较器430)还被配置为接收第三电压信号，并且至少部分地基于第三电压信号和第一阈值信号来生成比较信号(例如，信号322)。在又一示例中，系统控制器还包括均值确定电路(例如，均值确定电路530)，该均值确定电路被配置为接收第三电压信号和第二阈值信号(例如，信号532)，并且至少部分地基于第三电压信号和第二阈值信号来生成第四电压信号(例如，信号534)。

在又一实施例中，均值确定电路(例如，均值确定电路530)还被配置为比较第三电压信号和第二阈值的信号的幅度，响应于第三电压信号在幅度上大于第二阈值信号，增大第四电压信号(例如，信号534)的幅度(例如，如图7所示)；并且响应于第三电压信号在幅度上小于第二阈值信号，减小第四电压信号(例如，信号534)的幅度(例如，如图7所示)。在又一示例中，比较器(例如，比较器590)还被配置为接收第四电压信号，并且至少部分地基于第四电压信号和第一阈值信号(例如，信号592)来生成比较信号(例如，信号322)。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器200)的系统控制器(例如，系统控制器220)包括被配置为生成调制信号(例如，信号342)的逻辑控制器(例如，逻辑控制器340)，以及驱动器(例如，驱动器350)，该驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号(例如，信号256)，并输出驱动信号到开关(例如，开关240)以影响流过功率转换器(例如，功率转换器200)的电感绕组(例如，绕组242)的电流。电感绕组包括第一绕组端子和第二绕组端子。第二绕组端子处于端子电压(例如，电压288)并且耦接到二极管的第一二极管端子，并且二极管还包括第二二极管端子。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器(例如，功率转换器200)的输出电压(例如，电压260)。此外，系统控制器还包括过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)，该过电压保护检测被配置为接收反馈信号(例如，信号286)和退磁信号(例如，信号312)，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)，并且输出检测信号到逻辑控制器(例如，逻辑控制器340)。反馈信号等于端子电压(例如，电压288)除以预定常数(例如，如等式2A和/或等式2B所示)。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段，并且检测信号指示过电压保护是否被触发。逻辑控制器(例如，逻辑控制器340)被配置为响应于指示过电压保护被触发的检测信号，而使所述功率转换器关闭。例如，系统控制器至少根据图2、图3、图4、图5、图8和/或图18实施。

在另一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)包括采样和保持电路(例如，采样和保持电路480和/或采样和保持电路580)，采样和保持电路被配置为接收反馈信号(例如，信号286)，并至少部分地基于反馈信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号484和/或信号584)。电压到电压转换器(例如，电压到电压转换器410和/或电压到电压转换器510)被配置为接收经采样和保持的信号(例如，信号484和/或信号584)以及退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号以及退磁信号来生成第一电压信号(例如，信号412和/或信号512)，以及比较器(例如，比较器430和/或比较器590)，被配置为接收第一阈值信号(例如，信号432和/或信号592)，并且至少部分地基于与第一电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)。在又一示例中，第一电压信号约等于功率转换器的输出电压除以预定常数(例如，如等式10A所示)。在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)还包括低通滤波器(例如，低通滤波器420和/或低通滤波器520)，该低通滤波器被配置为接收第一电压信号并且至少部分地基于第一电压信号来生成经滤波的信号(例如，信号422和/或信号522)。比较器(例如，比较器430和/或比较器590)还被配置为至少部分地基于与经滤波的信号和第一阈值信号相关联的信息来生成检测信号(例如，信号322)。

在又一示例中，比较器(例如，比较器430)还被配置为接收经滤波的信号(例如，信号422)，并且至少部分地基于经滤波的信号和第一阈值信号来生成检测信号(例如，信号322)(例如，如图4所示)。在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)还包括均值确定电路(例如，均值确定电路530)，该均值确定电路被配置为接收滤波信号和第二阈值信号(例如，信号532)，并且至少部分地基于经滤波的信号和第二阈值信号来生成第二电压信号(例如，信号534)(例如，如图5所示)。在又一示例中，均值确定电路(例如，均值确定电路530)还被配置为比较经滤波的信号和第二阈值信号的幅度，响应于经滤波的信号在幅度上大于第二阈值信号，增大第二电压信号(例如，信号534)的幅度，并且响应于经滤波的信号在幅度上小于第二阈值信号，减小第二电压信号(例如，信号534)的幅度(例如，如图7所示)。在又一示例中，比较器(例如，比较器590)还被配置为接收第二电压信号，并且至少部分地基于第二电压信号和第一阈值信号(例如，信号592)来生成检测信号(例如，信号322)(例如，如图5所示)。

在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)还被配置为从第一电阻器的第一电阻器端子(例如电阻器282)和第二电阻器的第二电阻器端子(例如，电阻器280)接收反馈信号(例如，信号286)，第一电阻器端子被耦接到第二电阻器端子。第二电阻器(例如，电阻器280)还包括在被偏置在端子电压(例如，电压288)的第三电阻器端子。

在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)包括采样和保持电路(例如，采样和保持电路880)，被配置为接收反馈信号(例如，信号286)，并且至少部分地基于反馈信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号884)，第一电压到电流转换器(例如，电压到电流转换器810)被配置为接收经采样和保持的信号(例如，信号884)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号来生成第一电流信号(例如，信号812)，以及第二电压到电流转换器(例如，电压到电流转换器814)被配置为接收第一阈值信号(例如，信号818)，并且至少部分地基于第一阈值信号来生成第二电流信号(例如，信号816)(例如，如图8所示)。过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器320)还包括电流发生器(例如，电流发生器820)，被配置为接收第一电流信号和第二电流信号，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号822)；电容器(例如，电容器830)，被配置为接收第三电流信号，并且至少部分地基于第三电流信号来生成电压信号(例如，信号832)，以及受控比较器(例如，受控比较器890)，被配置为接收电压信号、第二阈值信号(例如，信号892)和退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于电压信号、第二阈值信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)(例如，如图8所示)。

在又一示例中，电流发生器还被配置为接收调制信号(例如，信号342)和退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于第一电流信号、第二电流信号、调制信号和退磁信号来生成第三电流信号(例如，信号822)。在又一示例中，受控比较器(例如，受控比较器890)包括第一比较器(例如，比较器950)，被配置为接收电压信号和第二阈值信号，并且至少部分地基于电压信号和第二阈值信号来生成比较信号(例如，信号952)；以及边沿触发锁存器(例如，边沿触发锁存器940)，被配置为接收比较信号和退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于比较信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器1100)的系统控制器(例如，系统控制器1120)包括逻辑控制器(例如，逻辑控制器1240)，逻辑控制器被配置为生成调制信号(例如，信号1242)；以及驱动器(例如，驱动器1250)，该驱动器被配置为接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号(例如，信号1156)，并输出驱动信号到开关(例如，开关1140)以影响流过功率转换器(例如，功率转换器1100)的电感绕组(例如，绕组1142)的电流。电感绕组包括第一绕组端子(例如，端子1141)和第二绕组端子(例如，端子1143)。第一绕组端子处于端子电压(例如，电压1152)并且第二绕组端子被耦接到二极管(例如，二极管1144)的第一二极管端子(例如，端子1145)。二极管还包括第二二极管端子(例如，端子1147)。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器(例如，功率转换器1100)的输出电压(例如，电压1160)。此外，系统控制器(例如，系统控制器1120)包括过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)，被配置为接收输入信号(例如，信号1186)和退磁信号(例如，信号1212)，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)，并且输出检测信号到逻辑控制器(例如，逻辑控制器1240)。输入信号等于端子电压(例如，电压1152)除以预定常数(例如，如等式45A和/或等式45B所示)。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段，并且检测信号指示过电压保护是否被触发。逻辑控制器(例如，逻辑控制器1240)被配置为响应于指示过电压保护被触发的检测信号，而使所述功率转换器关闭。例如，功率转换器(例如，功率转换器1100)至少根据图11、图12、图13、图14、图15和/或图19来实施。

在另一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)包括采样和保持电路(例如，采样和保持电路1380和/或采样和保持电路1480)，被配置为接收输入信号(例如，信号1186)，并且至少部分地基于输入信号来经采样和保持的信号(例如，信号1384和/或信号1484)；电压到电压转换器(例如，电压到电压转换器1310和/或电压到电压转换器1410)，被配置为接收经采样和保持的信号(例如，信号1384和/或信号1484)和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号和退磁信号来生成第一电压信号(例如，信号1312和/或信号1412)；以及比较器(例如，比较器1330和/或比较器1490)，被配置为接收第一阈值信号(例如，信号1332和/或信号1492)，并且至少部分地基于与第一电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成检测信号(例如，信号1222)。

在又一实施例中，第一电压信号约等于功率转换器的输出电压除以预定常数(例如，如等式48A所示)。在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)还包括低通滤波器(例如，低通滤波器1320和/或低通滤波器1420)，被配置为接收第一电压信号并且至少部分地基于第一电压信号来生成经滤波的信号(例如，经滤波的信号1322和/或经滤波的信号1422)。比较器(例如，比较器1330和/或比较器1490)还被配置为至少部分地基于与经滤波的信号和第一阈值信号相关联的信息来生成检测信号(例如，信号1222)。

在又一示例中，比较器(例如，比较器1330)还被配置为接收经滤波的信号(例如，信号1322)，并且至少部分地基于经滤波的信号和第一阈值信号来生成检测信号(例如，信号1222)(例如，如图13所示)。在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)还包括均值确定电路(例如，均值确定电路1430)，被配置为接收经滤波的信号和第二阈值信号(例如，信号1432)，并且至少部分地基于经滤波的信号和第二阈值信号来生成第二电压信号(例如，信号1434)(例如，如图14所示)。

在又一实施例中，均值确定电路(例如，均值确定电路1430)还被配置为比较经滤波的信号和第二阈值信号的幅度，响应于经滤波的信号在幅度上大于第二阈值信号，增大第二电压信号(例如，信号1434)的幅度，并且响应于经滤波的信号在幅度上小于第二阈值信号，减小第二电压信号(例如，信号1434)的幅度。在又一示例中，比较器(例如，比较器1490)还被配置为接收第二电压信号，并且至少部分地基于第二电压信号和第一阈值信号(例如，信号1492)来生成检测信号(例如，信号1222)(例如，如图14所示)。

在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)还被配置为从第一电阻器的第一电阻器端子(例如电阻器1182)和第二电阻器的第二电阻器端子(例如，电阻器1180)接收输入信号(例如，信号1186)。第一电阻器端子被耦接到第二电阻器端子。第二电阻器(例如，电阻器1180)还包括被偏置在端子电压(例如，电压1152)的第三电阻器端子。在又一示例中，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)包括采样和保持电路(例如，采样和保持电路1580)，被配置为接收输入信号(例如，信号1186)，并且至少部分地基于输入信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号1584)；第一电压到电流转换器(例如，第一电压到电流转换器1510)，被配置为接收经采样和保持的信号(例如，信号1584)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号来生成第一电流信号(如，信号1512)；以及第二电压到电流转换器(例如，电压到电流转换器1514)，被配置为接收第一阈值信号(例如，信号1518)，并且至少部分地基于第一阈值信号来生成第二电流信号(例如，信号1516)(例如，如图15所示)。此外，过电压保护检测器(例如，过电压保护检测器1220)还包括电流发生器(例如，电流发生器1520)，被配置为接收第一电流信号和第二电流信号，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号1522)；电容器(例如，电容器1530)，被配置为接收第三电流信号，并且至少部分地基于第三电流信号来生成电压信号(例如，信号1532)，以及受控比较器(例如，受控比较器1590)，被配置为接收电压信号、第二阈值信号(例如，信号1592)和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于电压信号、第二阈值信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)(例如，如图15所示)。

在又一示例中，电流发生器还被配置为接收调制信号(例如，信号1242)和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于第一电流信号、第二电流信号、调制信号和退磁信号来生成第三电流信号(例如，信号1522)。在又一示例中，受控比较器(例如，受控比较器1590)包括第一比较器(例如，比较器1650)，被配置为接收电压信号和第二阈值信号，并且至少部分地基于电压信号和第二阈值信号来生成比较信号(例如，信号1652)；以及边沿触发锁存器(例如，边沿触发锁存器1640)，被配置为接收比较信号和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于比较信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器200)的方法包括：生成调制信号(例如，信号342)；接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号，并输出驱动信号到开关(例如，开关240)以影响流过功率转换器(例如，功率转换器200)的电感绕组(例如，绕组242)的电流。此外，该方法包括：接收第一电压信号(例如，信号484和/或信号584)、调制信号(例如，信号342)、以及退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于第一电压信号、调制信号和退磁信号来生成第二电压信号(例如，信号412和/或信号512)；接收第一阈值信号(例如，信号432和/或信号592)，至少部分地基于与第二电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)，并且输出比较信号。调制信号指示开关的导通时间段，并且退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。第二电压信号约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率(例如，如等式8所示)。例如，方法至少根据图2、图3、图4和/或图5来实施。

在另一示例中，第二电压信号在幅度上约等于第一电压信号乘以导通时间段与导通时间段和退磁时间段的总和之间的比率(例如，如等式8所示)。在又一示例中，该方法还包括：响应于指示过电压保护被触发的比较信号，使得功率转换器关闭。在又一示例中，方法包括：接收第二电压信号，对第二电压信号执行低通滤波，并且至少部分地基于第二电压信号来生成第三电压信号(例如，信号422和/或信号522)。至少部分地基于与第二电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)包括：至少部分地基于与第三电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器200)的方法包括：生成调制信号(例如，信号342)，接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号(例如，信号256)，并输出驱动信号到开关(例如，开关240)以影响流过功率转换器(例如，功率转换器200)的电感绕组(例如，绕组242)的电流。电感绕组包括第一绕组端子(例如，端子241)和第二绕组端子(例如，端子243)。第二绕组端子处于端子电压(例如，电压288)并且被耦接到二极管(例如，二极管244)的第一二极管端子(例如，端子245)。二极管还包括第二二极管端子(例如，端子247)。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如，功率转换器的输出电压(例如，电压260)。另外，该方法包括：接收反馈信号(例如，信号286)和退磁信号(例如，信号312)。反馈信号等于端子电压(例如，电压288)除以预定常数(例如，如等式2A和/或等式2B所示)。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。此外，该方法包括：至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)并输出检测信号。检测信号指示过电压保护是否被触发。此外，该方法包括：响应于指示过电压保护被触发的检测信号，而使所述功率转换器关闭。例如，方法至少根据图2、图3、图4、图5、图8和/或图18实施。

在另一示例中，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)包括：至少部分地基于反馈信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号484和/或信号584)，接收经采样和保持的信号(例如，信号484和/或信号584)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号以及退磁信号来生成电压信号(例如，信号412和/或信号512)。此外，该方法包括：接收第一阈值信号(例如，信号432和/或信号592)，并且至少部分地基于与第一电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成比较信号(例如，信号322)。在又一示例中，第一电压信号约等于功率转换器的输出电压除以预定常数(例如，如等式10A所示)。

在又一示例中，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)包括：至少部分地基于反馈信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号884)，接收经采样和保持的信号(例如，信号884)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号来生成第一电流信号(例如，信号812)，接收第一阈值信号(例如，信号818)，并且至少部分地基于第一阈值信号来生成第二电流信号(例如，信号816)(例如，如图8所示)。此外，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)包括：接收第一电流信号和第二电流信号，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号822)，接收第三电流信号，并且至少部分地基于第三电流信号生成电压信号(例如，信号832)(例如，如图8所示)。此外，至少部分地基于反馈信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)包括：接收电压信号、第二阈值信号(例如，信号892)和退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于电压信号、第二阈值信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号322)(例如，如图8所示)。在又一示例中，接收第一电流信号和第二电流信号包括：接收第一电流信号、第二电流信号、调制信号(例如，信号342)和退磁信号(例如，信号312)，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号822)包括：至少部分地基于第一电流信号、第二电流信号、调制信号和退磁信号来生成第三电流信号(例如，信号822)。

根据另一实施例，用于功率转换器(例如，功率转换器1100)的方法包括：生成调制信号(例如，信号1242)，接收调制信号，至少部分地基于调制信号来生成驱动信号(例如，信号1156)，并输出驱动信号到开关(例如，开关1140)以影响流过功率转换器(例如，功率转换器1100)的电感绕组(例如，绕组1142)的电流。电感绕组包括第一绕组端子(例如，端子1141)和第二绕组端子(例如，端子1143)。第一绕组端子处于端子电压(例如，电压1152)并且第二绕组端子被耦接到二极管(例如，二极管1144)的第一二极管端子(例如，端子1145)。二极管还包括第二二极管端子(例如，端子1147)。第二二极管端子和第一绕组端子之间的电压差是，例如功率转换器(例如，功率转换器1100)的输出电压(例如，电压1160)。此外，该方法包括：接收输入信号(例如，信号1186)和退磁信号(例如，信号1212)。输入信号等于端子电压(例如，电压1152)除以预定常数(例如，如等式45A和/或等式45B所示)。退磁信号指示电感绕组的退磁时间段。此外，该方法包括：至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)，并且输出检测信号。检测信号指示过电压保护是否被触发。此外，该方法包括：响应于指示过电压保护被触发的检测信号，而使所述功率转换器关闭。例如，方法至少根据图11、图12、图13、图14、图15和/或图19来实施。

在另一示例中，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)包括：至少部分地基于输入信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号1384和/或信号1484)，接收经采样和保持的信号，至少部分地基于经采样和保持的信号和退磁信号来生成电压信号(例如，信号1312和/或信号1412)接收第一阈值信号(例如，信号1332和/或信号1492)，并且至少部分地基于与电压信号和第一阈值信号相关联的信息来生成检测信号(例如，信号1222)。在又一实施例中，该电压信号约等于功率转换器的输出电压除以预定常数(例如，如等式48A所示)。

在又一示例中，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)包括：至少部分地基于输入信号来生成经采样和保持的信号(例如，信号1584)，接收经采样和保持的信号(例如，信号1584)，并且至少部分地基于经采样和保持的信号来生成第一电流信号(如，信号1512)(例如，如图15所示)。此外，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)包括：接收第一阈值信号(例如，信号1518)，并且至少部分地基于第一阈值信号来生成第二电流信号(例如，信号1516)，接收第一电流信号和第二电流信号，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号1522)(例如，如图15所示)。此外，至少部分地基于输入信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)包括：接收第三电流信号，并且至少部分地基于第三电流信号来生成电压信号(例如，信号1532)，接收第三电流信号，并且至少部分地基于第三电流信号来生成电压信号(例如，信号1532)，接收电压信号、第二阈值信号(例如，信号1592)和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于电压信号、第二阈值信号和退磁信号来生成检测信号(例如，信号1222)(例如，如图15所示)。在另一示例中，接收第一电流信号和第二电流信号包括：接收第一电流信号、第二电流信号、调制信号(例如，信号1242)和退磁信号(例如，信号1212)，并且至少部分地基于第一电流信号和第二电流信号来生成第三电流信号(例如，信号1522)包括：至少部分地基于第一电流信号、第二电流信号、调制信号和退磁信号来生成第三电流信号(例如，信号1522)。

例如，使用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件、和/或软件和硬件组件的一个或多个组合，本发明的各种实施例的一些或全部组件各自单独地和/或以与至少另一组件结合的方式被实施。在另一示例中，本发明的各种实施例的一些或全部组件各自单独地和/或以与至少另一组件结合的方式被实施在诸如一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路之类的一个或多个电路中。在另一示例中，本发明的各种实施例和/或示例可以被结合。

虽然本发明的特定实施例已经被描述，但本领域的技术人员应该理解，存在等同于所描述的实施例的其它实施例。因此，应该理解，本发明并不限于所示出的具体实施例，而仅由所附权利要求的范围所限定。