基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统的制作方法

本发明涉及感应电能传输系统环流控制
技术领域：
，具体涉及一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统。
背景技术：
：感应电能传输(InductivelyPowerTransfer，IPT)技术是一种新型的电能传输技术，是一种基于电磁感应耦合原理，综合利用现代电力电子技术、大功率高频变换技术、磁场耦合技术，借助现代控制理论与策略，实现一个或多个用电设备以非电气接触的方式从供电系统获得电能的技术。该技术解决了传统供电方式由于电气连接产生的问题和缺陷，可以实现电能的安全、灵活接入。在IPT系统中，开关管在谐振电容电压非零点切换会导致环流的出现。环流会使得谐振电容两端的电压发生畸变，并导致电磁干扰的产生，开关损耗增大，影响系统的稳定运行，降低系统的传输效率。技术实现要素：本申请通过提供一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统，实现近似零电流开通、零电压关断，降低了环流峰值，降低了开关管的开关损耗，抑制了谐振网络与逆变网络之间的较大的环流。本申请采用以下技术方案予以实现：一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统，包括由串联的直流电源Ein和滤波电感Ldc组成的准电流源、脉冲发生电路、高频逆变网络、原边谐振网络、副边谐振网络、整流滤波网络及负载，其中，所述准电流源与所述高频逆变网络连接，为所述高频逆变网络提供直流电，所述脉冲发生电路与所述高频逆变网络连接，输出控制脉冲来控制所述高频逆变网络的输出波形，所述高频逆变网络与所述原边谐振网络连接，输出方波电流给所述原边谐振网络，所述副边谐振网络接收所述原边谐振网络输出的正弦电流，所述副边谐振网络通过所述整流滤波网络与负载连接，将正弦电流经过整流滤波后输出给负载，所述高频逆变网络包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，在所述高频逆变网络的输出端与所述原边谐振网络之间设置了一个辅助电感L1，用于阻尼环流的上升速度和峰值，且在脉冲发生电路的每个PWM周期中均存在所述第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3及第四开关S4同时导通的时间TOV，即重叠导通时间，一方面给滤波电感Ldc提供电流回路，另一方面，使得辅助电感L1上的电流平稳换向。进一步地，所述第一开关S1包括MOSFET管Q1和反并联的二极管D1，所述第二开关S2包括MOSFET管Q2和反并联的二极管D2，所述第三开关S3包括MOSFET管Q3和反并联的二极管D3，所述第四开关S4包括MOSFET管Q4和反并联的二极管D4，其中，所述MOSFET管Q1的源极与所述MOSFET管Q2的漏极连接，所述MOSFET管Q3的源极与所述MOSFET管Q4的漏极连接，所述MOSFET管Q1的漏极与所述MOSFET管Q3的漏极连接，所述MOSFET管Q1的源极与所述MOSFET管Q4的漏极连接，所有二极管的正极均与对应MOSFET管的源极连接，所有二极管的负极均与对应MOSFET管的漏极连接，所述MOSFET管的栅极均与所述脉冲发生电路连接，所述MOSFET管Q1的源极作为所述高频逆变网络的第一输出端，所述MOSFET管Q3的源极作为所述高频逆变网络的第二输出端，所述原边谐振网络包括并联的谐振电容Cp和谐振电感Lp，且两者的并联节点作为原边谐振网络的输入端，所述高频逆变网络的第一输出端通过所述辅助电感L1与所述原边谐振网络的输入端相连，所述高频逆变网络的第二输出端与所述原边谐振网络的另一个输入端相连。作为另外一种优选的技术方案，所述第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4可选用IGBT绝缘栅双极型晶体管。进一步地，当同时满足(1)系统工作频率大于ZVS频率，即fs＞fZVS；(2)所有开关管需要在t1～t3的时间段内关断；以及(3)在重叠导通时间TOV阶段，辅助电感L1上的电流必须大于滤波电感Ldc上的电流这三个条件下，所述环流控制电路稳态时分为以下模态：模态0：在t0时刻之前，辅助电感L1上的电流等于所述准电流源输出的直流电iin_dc的负值，即谐振电容电压为负值，第二开关S2、第三开关S3处于导通状态，第一开关S1、第四开关S4处于关断状态，滤波电感Ldc上的电流通过第二开关S2、第三开关S3以及原边谐振网络构成一回路；模态1：t0～t1时间段，t0时刻第一开关S1和第四开关S4导通，辅助电感L1上的电流在谐振电容电压的作用下由负变为正，直至在t1时刻等于iin_dc，在电流为负时，通过第二开关S2-二极管D4、第三开关S3-二极管D1形成回路，在电流变为正时，通过第一开关S1-二极管D3、第四开关S4-二极管D2形成回路，环流在第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4构成的回路中流动，此模态中，滤波电感Ldc上的电流直接通过第一开关S1-第二开关S2、第三开关S3-第四开关S4构成回路，不经过原边谐振网络；模态2：t1～(t1+TOV)时间段，t1时刻谐振电容电压仍为负值，电流继续增大，t2时刻为的过零点，此时，电流达到最大值，之后，电流开始减小，在此模态中，环流在第一开关S1-第四开关S4构成的回路中流动，在t1+TOV时刻，第二开关S2和第三开关S3关断，在此模态中，滤波电感Ldc上的电流直接通过第一开关S1-第二开关S2、第三开关S3-第四开关S4构成回路，不经过原边谐振网络；模态3：(t1+TOV)～t3时间段，在此模态中，第二开关S2和第三开关S3关断，环流在第一开关S1-二极管D3、第四开关S4-二极管D2构成的回路中流动，原本在第二开关S2、第三开关S3中流动的电流转移至了其对应的二极管D2、二极管D3，使得第二开关S2、第三开关S3在关断时刻电压为近似0，实现了ZVS，此模态中，滤波电感Ldc上的电流通过第一开关S1、第四开关S4和原边谐振网络构成回路，电流iL1为滤波电感上的电流与环路电流之和，在t3时刻，电流iL1等于所述准电流源输出的直流电iin_dc，环路电流降为0，环流通路不再存在，环流消失；模态4：t3～t4时间段，第一开关S1和第四开关S4处于导通状态，第二开关S2和第三开关S3处于关断状态，滤波电感Ldc上的电流通过第一开关S1、第二开关S2以及原边谐振网络构成一回路；t4～t5时间段为该环流控制电路的下半周期，对应的，第一开关、第四开关在关断时实现ZVS。与现有技术相比，本申请提供的技术方案，具有的技术效果或优点是：降低了环流峰值，能够实现近似零电流开通、零电压关断，降低了开关管损坏率。附图说明图1为环流控制电路图；图2为环流控制电路的稳态波形图；图3a为模态0的等效电路图；图3b为模态1的等效电路图；图3c为模态2的等效电路图；图3d为模态3的等效电路图；图3e为模态4的等效电路图；图4为重叠导通阶段环流等效电路图；图5为环流控制电路的输入、输出波形图。具体实施方式本申请实施例通过提供一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统，实现近似零电流开通、零电压关断，降低了环流峰值，降低了开关管的开关损耗，抑制了谐振网络与逆变网络之间的较大的环流。为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细的说明。实施例一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统，如图1所示，包括由串联的直流电源Ein和滤波电感Ldc组成的准电流源、脉冲发生电路、高频逆变网络、原边谐振网络、副边谐振网络、整流滤波网络及负载，其中，所述准电流源与所述高频逆变网络连接，为所述高频逆变网络提供直流电，所述脉冲发生电路与所述高频逆变网络连接，输出控制脉冲来控制所述高频逆变网络的输出波形，所述高频逆变网络与所述原边谐振网络连接，输出方波电流给所述原边谐振网络，所述副边谐振网络接收所述原边谐振网络输出的正弦电流，所述副边谐振网络通过所述整流滤波网络与负载连接，将正弦电流经过整流滤波后输出给负载，所述高频逆变网络包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，在所述高频逆变网络的输出端与所述原边谐振网络之间设置了一个辅助电感L1，用于阻尼环流的上升速度和峰值，且在脉冲发生电路的每个PWM周期中均存在所述第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3及第四开关S4同时导通的时间TOV，即重叠导通时间，一方面给滤波电感Ldc提供电流回路，另一方面，使得辅助电感L1上的电流平稳换向(从+iin_dc变换至-iin_dc，或者从-iin_dc变换至+iin_dc)。其中，所述第一开关S1包括MOSFET管Q1和反并联的二极管D1，所述第二开关S2包括MOSFET管Q2和反并联的二极管D2，所述第三开关S3包括MOSFET管Q3和反并联的二极管D3，所述第四开关S4包括MOSFET管Q4和反并联的二极管D4，其中，所述MOSFET管Q1的源极与所述MOSFET管Q2的漏极连接，所述MOSFET管Q3的源极与所述MOSFET管Q4的漏极连接，所述MOSFET管Q1的漏极与所述MOSFET管Q3的漏极连接，所述MOSFET管Q1的源极与所述MOSFET管Q4的漏极连接，所有二极管的正极均与对应MOSFET管的源极连接，所有二极管的负极均与对应MOSFET管的漏极连接，所述MOSFET管的栅极均与所述脉冲发生电路连接，所述MOSFET管Q1的源极作为所述高频逆变网络的第一输出端，所述MOSFET管Q3的源极作为所述高频逆变网络的第二输出端，所述原边谐振网络包括并联的谐振电容Cp和谐振电感Lp，且两者的并联节点作为原边谐振网络的输入端，所述高频逆变网络的第一输出端通过所述辅助电感L1与所述原边谐振网络的输入端相连，所述高频逆变网络的第二输出端与所述原边谐振网络的另一个输入端相连。图2所示为稳态时系统的波形图，图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)、图3(e)分别为稳态时各个模态的等效电路图。模态0：在t0时刻之前，辅助电感L1上的电流等于所述准电流源输出的直流电iin_dc的负值，即谐振电容电压为负值，第二开关S2、第三开关S3处于导通状态，第一开关S1、第四开关S4处于关断状态，滤波电感Ldc上的电流通过第二开关S2、第三开关S3以及原边谐振网络构成一回路；模态1：t0-t1时间段，t0时刻第一开关S1和第四开关S4导通，辅助电感L1上的电流在谐振电容电压的作用下由负变为正，直至在t1时刻等于iin_dc，在电流为负时，通过第二开关S2-二极管D4、第三开关S3-二极管D1形成回路，在电流变为正时，通过第一开关S1-二极管D3、第四开关S4-二极管D2形成回路，由于MOSFET中电流可以双向流动，且其导通压降一般低于其体二极管，故环流在第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4构成的回路中流动，此模态中，滤波电感Ldc上的电流直接通过第一开关S1-第二开关S2、第三开关S3-第四开关S4构成回路，不经过原边谐振网络；模态2：t1-(t1+TOV)时间段，t1时刻谐振电容电压仍为负值，电流继续增大，t2时刻为的过零点，此时，电流达到最大值，之后，电流开始减小，在此模态中，环流在第一开关S1-第四开关S4构成的回路中流动，在t1+TOV时刻，第二开关S2和第三开关S3关断，在此模态中，滤波电感Ldc上的电流直接通过第一开关S1-第二开关S2、第三开关S3-第四开关S4构成回路，不经过原边谐振网络；模态3：(t1+TOV)-t3时间段，在此模态中，第二开关S2和第三开关S3关断，环流在第一开关S1-二极管D3、第四开关S4-二极管D2构成的回路中流动，原本在第二开关S2、第三开关S3中流动的电流转移至了其对应的二极管D2、二极管D3，使得第二开关S2、第三开关S3在关断时刻电压为近似0，实现了ZVS，此模态中，滤波电感Ldc上的电流通过第一开关S1、第四开关S4和原边谐振网络构成回路，电流为滤波电感上的电流与环路电流之和，在t3时刻，电流等于所述准电流源输出的直流电iin_dc，环路电流降为0，环流通路不再存在，环流消失；模态4：t3-t4时间段，第一开关S1和第四开关S4处于导通状态，第二开关S2和第三开关S3处于关断状态，滤波电感Ldc上的电流通过第一开关S1、第二开关S2以及原边谐振网络构成一回路；t4-t5时间段为该环流控制电路的下半周期，对应的，第一开关、第四开关在关断时实现ZVS。从以上各个模态的分析可知，实现上述工作模式的条件有以下三个：(1)由于该电路主要是抑制第一类环流，所以，系统工作频率大于ZVS频率，即fs＞fZVS；(2)所有开关管需要在t1～t3时间段内关断，即重叠导通时间TOV有一定限制。如果开关管在t1前关断，由于iL1低于iin_dc，辅助电感L1上电流iL1将在很短时间内提高至iin_dc，产生的电压尖峰会加至关断的开关管两端，可能损坏开关管；(3)在重叠导通时间TOV阶段，辅助电感L1上的电流iL1必须大于滤波电感Ldc上的电流，否则无法实现ZVS关断。当辅助电感L1的电流iL1在重叠导通时间TOV内始终小于iin_dc时，也就不存在t1～t3这一阶段了，这就必然会产生很高的电压尖峰。当上述三个条件都满足时，环流幅值被抑制，四个开关管均能实现ZVS关断。由于IPT系统中，一般情况下原、副边谐振网络均近似谐振，且Q值较高。因此，在重叠导通时间TOV内，可以将原边并联谐振电容Cp近似为一个交流电压源。其电压表达式为：图4为重叠导通时间内环流等效电路图，可列出下式UL1(t)=-UCP(t)=L1diL1(t)dtiL1(t)=∫t0t-UCP(t)L1·dt-iin_dc=UCP_peakcos(ωt-ωt2)-cos(-ωt2)ωL1-iin_dc---(2)]]>在t2时刻，iL1达到峰值：iL1_peak=iL1(t2)=UCP_peak1-cos(-ωt2)ωL1-iin_dc---(3)]]>由条件(3)可知，iL1_peak必须大于iin_dc，由式(3)可知，减小L1的大小，可以直接增大iL1_peak。因此，可以通过适当选取L1的值来满足条件(3)。该环流控制电路的一个重要的特点是恒电压变比。电路图5所示为环流控制电路的输入、输出波形图，在系统达到稳态时，电源输入功率为：高频逆变网络的输出功率为：Pinv_out=2T∫θ1θ2iin_dcUinv_out_peaksinωt·dt=1π∫θ1θ2iin_dcUinv_peaksinθ·dθ=1πiin_dc·(-Uinv_out_peakcosθ|θ1θ2)=1πiin_dcUinv_out_peak·(cosθ1+cos(π-θ2))---(5)]]>式中θ1、θ2为半个周期中高频逆变网络输出电压不为零的起始相角和结束相角，以谐振电容电压相角为参考。忽略高频逆变网络中开关管的损耗、Ldc的损耗，则高频逆变网络的输出功率与直流电源输入功率相等。Psupple_in=Pinv_outUinv_out_peak=Einπ(cosθ1+cos(π-θ2))---(6)]]>在[θ1,π-θ2]之间时，高频逆变网络输出电压直接输出至谐振电容两端。又考虑到θ1、π-θ2较小，故一般有下式成立：UCp_peak＝Uinv_out_peak(7)对辅助电感L1后面的原边谐振网络而言，由于原边谐振网络处于谐振频率附近，其能量绝大多数由基波传输，因此，原边谐振网络的输入功率表示为:Pres_in=(UCp_peak)22|Zparallel|cosθ---(8)]]>式(8)中，θ为谐振网络输入阻抗角，也是和iL1的基次谐波之间的相位差,Zparallel是原边谐振网络及其后级电路的总阻抗(此处副边使用串联谐振网络)。Zparallel=(jωLP+ω2M2jωLS+1jωCS+RL_eq)//1jωCS=11(jωLP+ω2M2jωLS+1jωCS+RL_eq)+jωCS]]>式(9)中结合式(6)、(7)、(8)，谐振网络的输入功率为：Pres_in=π2Ein22(cosθ1+cos(π-θ2))2·cosθ|Zparallel|---(10)]]>实际系统中，由于实际系统中L1通常较小，t0～t3时间段占整个周期的很小一部分，故θ1、π-θ2相对于整个周期而言很小，可以忽略，则(10)式可以简化为：Pres_in≈π2Ein28·cosθ|Zparallel|---(11)]]>忽略Ldc、L1和各开关管上的损耗，则原边谐振网络输入功率与电源输入功率相等。Einiin_dc=π2Ein28·cosθ|Zparallel|---(12)]]>因此，接下来将分析下整个系统的电压变比。对于高频逆变网络，其电压变比为：M1=Uinv_out_peakEin=π(cosθ1+cos(π-θ2))---(14)]]>由于θ1、π-θ2均大于0，但值较小，一般有1＜(cosθ1+cos(π-θ2))＜2，因此，高频逆变网络的电压变比只在较小范围内发生变化。对于并联原边谐振网络，其电压变比为M2=URLUinv_out_peak=jωM(jωLp+RLp)+(jωLp+RLp)(jωLs+RLs+1jωCs)+ω2M2RL---(15)]]>当负载RL较大且可以忽略时，(15)式可化简为M2≈jωM(jωLp+RLp)≈MLp---(16)]]>此时M2不再随频率和负载的变化而变化，近似恒定。则整个系统的电压变比为Msys=M1M2≈π(cosθ1+cos(π-θ2))MLp---(17)]]>再考虑到θ1、π-θ2相对于整个周期而言很小，可以忽略，则整个系统的电压变比为：Msys≈π2MLp---(18)]]>由式(18)可以看出，此系统的电压变比在负载取值较大时，基本与负载和频率无关。因此，恒电压变比是该系统一个很重要的特点，在某些对电压要求不高的场合，可以不需要加入额外的电压调节器，就能够实现相对稳定的电压输出。且此系统对工作频率也无要求，在变换频率时，系统输出特性无明显变化，实际系统工作时，可以通过选择合适的工作频率，使系统工作状态达到最优。在选择开关管方面，需要对该电路的开开关管电压、电流应力及开关、关断时刻的状态进行分析。考虑到一个周期中系统运行的对称性，所推导的某一个开关管的电压、电流应力即为四个开关管的电压、电流应力。主要针对t0～t4时间段进行分析。开关管S2、S3在t3～t4阶段处于关断状态，且承受正向电压。其开关管的漏极源极两端所承受的电压等于所以开关管漏极源极两端所承受的最大电压为此值可由式(6)、(7)确定。开关管S1、S4在t0～t4时间段始终处于导通阶段，在非重叠导通阶段t3～t4，其上流过的电流为iin_dc。在重叠导通阶段t0～t3，所有开关管上流过的电流由两部分电流合成，第一部分为Ldc上的电流，由于此阶段所有开关管均导通，所以电流均分，所有开关管上流过的电流均为第二部分为L1上的电流，第一开关管S1、第四开关管S4上流过电流均为第二开关管S2、第三开关管S3上流过电流均为综上，重叠导通阶段，第一开关管S1、第四开关管S4上流过的电流为第二开关管S2、第三开关管S3上流过的电流为则第一开关管S1、第四开关管S4上流过的电流的最大值为但由于的值无法精确计算，故电流应力无法提前确定，只能依赖实验数据。并且，在选择开关管时，还需考虑实际器件电流变化率的限制。因为在重叠导通阶段电流变化速率较大，可能超出一些器件的最大电流变化率。第一开关管S1、第四开关管S4在t0时刻开通，开通后，其上流过的电流为由于此时等于-iin_dc，能够实现零电流开通特性。第二开关管S2、第三开关管S3在t3时刻关断，关断后，其反并联二极管导通，因此，其能够实现零电压关断特性。综上所述，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4能够实现零电流开通、零电压关断特性。作为另外一种优选的技术方案，所述第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4可选用IGBT绝缘栅双极型晶体管，因为其零电压关断的特性，可以消除IGBT关断时的电流拖尾现象。本申请的上述实施例中，通过提供一种基于辅助电感的感应电能传输环流控制电路系统，在所述高频逆变网络的输出端与所述原边谐振网络之间设置了一个辅助电感L1，用于阻尼环流的上升速度和峰值，且在脉冲发生电路的每个PWM周期中均存在所述第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3及第四开关S4同时导通的时间TOV，即重叠导通时间，一方面给滤波电感Ldc提供电流回路，另一方面，使得辅助电感L1上的电流平稳换向，该系统实现近似零电流开通、零电压关断，降低了环流峰值，降低了开关管的开关损耗，抑制了谐振网络与逆变网络之间的较大的环流。应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本
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