串并联谐振逆变器控制电路及其控制方法与流程

本发明涉及电子技术领域，更为具体地，涉及一种串并联谐振逆变器控制电路及其实现方法。

背景技术：

当今，在X光机的高频高压电源中，串并联谐振逆变电路是极具优势的拓扑，应用于高压电源的串并联谐振拓扑，其最大优势是可以充分利用高压变压器的各种寄生参数，并利用其寄生参数实现开关器件的零电压开通和关断，但如何产生时序可靠的驱动信号，并保证驱动信号可以控制开关器件准确的工作于零电压开关的感性区域，而非使谐振腔进入非预期的容性区域，是设计串并联谐振电路的核心之一。

目前的大功率高压电源所采用的电路拓扑主要有串联谐振全桥逆变电路、并联谐振全桥逆变电路、串并联谐振全桥逆变电路和普通全桥逆变电路等。前三种谐振全桥拓扑，均可实现开关器件的零电压或零电流的开通或关断，但是，串联谐振的电压增益小，对高压电源而言不是优势，并联谐振虽然电压增益高，但轻载时存在非常大的环流损耗，普通全桥只工作于硬开关状态，开关器件的损耗必然很大。

对于控制方式，主要有普通PWM、移相全桥PWM和PFM等方式，普通PWM的开关损耗大，移相全桥PWM前后桥臂的损耗差异大，且轻载时很难进入零电压开关状态，控制难度较大。

技术实现要素：

鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种串并联谐振逆变器控制电路及其控制方法，以可靠地实现开关管在全负载条件下零电压开关，并提供快速稳定的输出校正。

本发明为实现上述目的所采用的技术方案是：串并联谐振逆变器控制电路，包括：输出反馈电路以及与其连接的驱动信号产生电路；

输出反馈电路，将采集的谐振电流和取样信号进行PID校正并输出反馈信号至驱动信号产生电路；

驱动信号产生电路，根据反馈信号和采集的谐振电流进行逻辑运算并输出控制信号用于去送开关管。

所述驱动信号产生电路包括取样电路、超前过零比较电路、过零比较电路、逻辑触发电路、锯齿波与时钟信号产生电路、驱动信号功率放大电路；取样电路分别通过超前过零比较电路、过零比较电路与逻辑触发电路连接，逻辑触发电路通过锯齿波与时钟信号产生电路与输出反馈电路连接，逻辑触发电路通过驱动信号功率放大电路与开关管连接。

所述逻辑触发电路包括与非门电路以及与其连接的D触发器；过零比较电路输出的Ua、Ub、以及超前过零比较电路输出的Uc、Ud逻辑信号分别输出至与非门电路的四个输入端；与非门电路的触发置位、低电平输出端、高电平输出端分别与D触发器的数据端、设置端、重置端连接；与非门电路的触发信号输出端输出触发信号至锯齿波与时钟信号产生电路；D触发器的时钟输入端与锯齿波与时钟信号产生电路的输出端连接；D触发器的Q输出端与/Q输出端通过驱动信号功率放大电路驱动开关管。

所述Ua,Ub与谐振电流同相位,Ua＝-Ub；Uc,Ud比谐振电流的相位超前，Uc＝-Ud。

所述触发信号与Ua～Ud的逻辑关系为：(Ua&！Ud)&！(Ub&！Uc)。

所述D触发器的设置端、重置端、数据端与Ua～Ud的逻辑关系为：SET＝Ub&！Uc，RESET＝Ua&！Ud，DATA＝Ub。

串并联谐振逆变器控制方法，包括以下步骤：

输出反馈电路将采集的谐振电流和取样信号进行PID校正并输出反馈信号至驱动信号产生电路；

驱动信号产生电路根据反馈信号和采集的谐振电流进行逻辑运算并输出控制信号用于驱动开关管。

所述PID校正具体为将设定值与取样信号作差后，通过PID控制输出校正值，再将校正值与采集的谐振电流作差通过PI控制得到电流的反馈信号。

所述进行逻辑运算包括以下步骤：

1)谐振电流通过取样电路得到电压信号，将该电压信号通过过零比较电路得到逻辑信号Ua、Ub，同时通过超前过零比较电路得到逻辑信号Uc、Ud；

2)四路逻辑信号通过逻辑触发电路进行逻辑运算，输出触发信号至锯齿波与时钟信号产生电路；

3)锯齿波与时钟信号产生电路根据触发信号和反馈信号生成时钟信号输出至逻辑触发电路；

4)逻辑触发电路根据四路逻辑信号和时钟信号生成控制信号，经放大输出至开关管。

所述逻辑触发电路根据四路逻辑信号和时钟信号生成控制信号包括以下步骤：

四路逻辑信号经与非门电路分别输出触发置位信号、低电平、高电平至D触发器的数据端、设置端、重置端；D触发器根据时钟信号的上升沿输出控制信号。

谐振电流与取样信号的相位差是锯齿波信号由高变低的放电时间。

锯齿波的斜坡信号产生时间为谐振电流过零时刻。

所述谐振电流超前于开关管的驱动信号，且谐振电流超前于逆变电压。

本发明具有以下有益效果及优点：

1.利用本发明的串并联谐振逆变器控制电路及其实现方法，通过开关信号的PFM调制，有效保证串并联谐振腔工作在感性区域内，实现了全负载内开关器件的低损耗，同时实现了串并联谐振拓扑电路输出的稳定性和快速性。

2.通过本发明可保证在任意负载条件下，谐振腔均工作于感性区域，开关器件均工作在零电压开关状态，有利于实现开关器件损耗的大幅降低，减少散热体积，降低对外界的电磁骚扰。

附图说明

图1为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路与被控对象(串并联谐振主电路)关系方框图；

图2为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路中输出反馈控制电路方框示意图。

图3为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路中输出反馈控制电路示意图。

图4为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路中驱动信号产生电路方框示意图。

图5为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路中驱动信号产生电路中逻辑触发电路示意图。

图6为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路PFM驱动信号实现的时序图。

图7为根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路PFM调制频率变化的时序图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步的详细说明。

本发明提供了一种串并联谐振逆变器控制电路以及实现方法，其方法包括：采用PFM调制对开关器件进行控制，PFM调制信号取自谐振电流，通过谐振电流形成两路相位相反的开关信号，分别驱动全桥逆变的两路桥臂，并且，将谐振电流取样信号做移相处理，与锯齿波发生器共同作用产生调制信号，使得逆变电压至少超前于谐振电流该相位差的时间，以保证串并联谐振逆变器的开关器件一直工作于零电压开关状态。

根据本发明的提供一种串并联谐振逆变器控制电路的实现方法，包括：

输出反馈电路，根据串并联谐振拓扑的小信号模型，本发明设计了一种以电流内环加电压外环的双环控制方法，以针对串并联谐振拓扑的特性，保证输出的稳定性和快速性，其中电流内环采用PI校正、电压外环采用PID校正。

驱动信号产生电路，主回路(逆变与谐振电路)的谐振电流通过取样电路产生一路同相电压信号和一路相位超前电压信号，分别通过过零比较器和超前过零比较电路，其输出信号做为逻辑触发电路的输入信号。由输出反馈信号与锯齿波和时钟信号产生电路共同作用而产生的时钟信号也做为逻辑触发电路的输入信号。由此产生相位相反的两路驱动信号，两路驱动信号经过功率放大，做为串并联谐振电路开关管的输入信号。

其中驱动信号产生电路PFM的调制方式，是根据反馈信号电平高低来调整开关器件的开通与关断频率，将反馈信号电平与锯齿波进行比较，当反馈信号达到锯齿波信号上升段的电压时，时钟信号变为高电平，此时驱动信号电平翻转，如果反馈信号为上升阶段，反馈信号到达锯齿波上升段电压的时间必然延长，此时PFM调制信号的频率降低，同时下一周期的锯齿波信号频率随之降低，反之，则提高PFM调制信号的频率和锯齿波信号的频率。

通过这种PFM调制的方式，使得谐振腔能稳定工作在感性区域，四个开关管在一个开关周期内，不管是开通还是关断，即使反馈信号处于失控状态，每一个开关管仍是具备零电压开关的条件。

其中，谐振电流取样信号移相前和移相后的相位差时间，取决于逆变器输入直流电压、最大谐振电流和为保证开关器件零电压关断所并联电容的容值的大小，实际取值约150ns。

变压器次级外加并联电容与变压器本身寄生电容可一起等效至并联在变压器初级的电容，与串联的谐振电感加漏感和串联的谐振电容构成串并联谐振全桥逆变器的谐振腔，该谐振腔与上述的PFM调制信号共同作用下，保证该串并联全桥逆变器的四个开关器件在全负载范围内均能工作在零电压开关状态。

高压变压器次级并联电容，等效到变压器初级，实现串并联谐振的拓扑结构，通过可靠的PFM调制方式，保证四个开关器件在全负载范围内均能实现零电压开关，通过电压电流双环的输出反馈控制电路保证串并联谐振逆变器输出的快速性和稳定性。

为了详细说明本发明提供的串并联谐振逆变器控制电路的实现方法，图1示出了根据本发明实施例的串并联谐振逆变器控制电路与被控对象(串并联谐振主电路)关系方框图。

如图1所示，本发明提供的串并联谐振逆变器控制电路分为输出反馈电路和驱动信号产生电路，输出反馈电路分别对输出取样(逆变与谐振电路输出端电压)和谐振电流(变压器初级线圈电流)取样，形成电压电流双环控制，产生输出反馈信号，驱动信号产生电路对谐振电流取样，通过输出反馈信号的调制，产生PFM驱动信号至逆变器开关器件。

如图2所示，本发明提供的串并联谐振逆变器控制电路中输出反馈控制电路方框示意图，本输出反馈控制电路是针对串并联谐振拓扑而设计的，根据串并联谐振拓扑电路控制到输出的小信号模型的传递函数为：

$G\left(s\right)=\frac{G_O(1+s/{\mathrm{\ω}}_{esr})}{(1+s/{\mathrm{\ω}}_{p1})(1+s/{\mathrm{\ω}}_{p2})(1+s/{\mathrm{\ω}}_b{Q}_b+s^2/{\mathrm{\ω}}_b^2)}$

其中，G_O为直流增益，ω_esr为输出电容与其等效串联电阻产生的零点ω_p1为谐振腔戴维南等效至次级的极点，ω_p2输出滤波器极点，ω_b二阶振荡环节振荡角频率，Q_b二阶振荡环节振荡品质因数。为保证输出的稳定性与快速性，本发明提供的电流内环和电压外环的双环控制，可为系统提供双零点双极点的补偿网络，补偿网络中的双零点用来抵消串并联谐振系统传递函数的ω_p1和ω_p2，使得系统在低频段具有较大的直流增益，且波特图将以-1的斜率下降，使得系统的控制带宽得以扩展，补偿网络的低频极点用以抵消串并联谐振系统传递函数寄生的ESR零点，高频极点用来降低输出的高频干扰。这样，通过补偿校正网络合理的零极点搭配，可使得系统输出快速稳定的建立起来。具体的电路实现方式如图3所示。

如图4所示，本发明提供的串并联谐振逆变器控制电路驱动信号产生电路方框示意图，驱动信号产生电路主要由：取样电路、过零比较电路、超前过零比较电路、锯齿波与时钟信号产生电路、逻辑触发电路以及驱动信号功率放大电路构成。

其中，取样电路通过铁氧体磁环对谐振电流进行取样，取样后的电流信号，通过LR超前移相，将电流信号转换为同相电压信号和超前电压信号，两路信号送入过零比较器电路(包括过零比较电路和超前过零比较电路)。

过零比较器电路由两个可同时输出相位相反的逻辑信号的比较器构成，将取样的模拟信号转换为四路逻辑信号Ua,Ub,Uc,Ud，分别输入至与非门电路的1B、2B、2A、1A输入端；Ua,Ub为与谐振电流同相位的信号组,Ua＝-Ub，Uc,Ud为相位超前的信号组，Uc＝-Ud。其中的Ub将作为DATA信号提供给逻辑触发电路。

逻辑触发电路所需实现的功能就是，利用Ua,Ub,Uc,Ud的逻辑组合，产生一个只在电流取样相位差的时间段发生电平翻转的一路信号，作为锯齿波和时钟信号产生电路的触发信号，用以产生一个时钟信号，并最终利用这个时钟信号触发驱动信号电平的翻转。

如图5所示，本发明提供的串并联谐振逆变器控制电路驱动信号产生电路中逻辑触发电路示意图，对应于图6驱动信号实现时序图中的Ua～Ud作为与非门组成的组合逻辑电路生成锯齿波产生所需的触发信号，该触发信号与Ua～Ud的逻辑关系为：(Ua&！Ud)&！(Ub&！Uc)，锯齿波触发信号输入到一个反相器(非门)，反相器的输出通过一个RC充放电电路产生所需的锯齿波。对应于图6中的PI输入信号和锯齿波信号通过比较器产生时钟信号，作为D触发器的触发信号。如表一所示，按D触发器的真值表，

表一

设计D触发器所需的SET、RESET、DATA信号，各信号与Ua～Ud的逻辑关系为：SET＝Ub&！Uc，RESET＝Ua&！Ud，DATA＝Ub。D触发器在如上所述的SET、RESET、CLOCK、DATA作用下，产生所需的开关信号，逻辑触发电路最终输出的相位相反的两路驱动信号，由功率放大电路放大后，生成四路驱动信号提供给串并联谐振电路(逆变与谐振电路)的四个开关管。

更为详细地，如图6所示，串并联谐振逆变器控制电路PFM驱动信号实现的时序图，可以看出，从谐振电流取样，到逻辑触发电路所实现的逻辑功能，直至驱动信号产生的全过程。即谐振电流取样并超前移相，用于产生两路谐振电流取样信号，即一路取样信号与实际谐振电流同相，另一路超前实际谐振电流一个相位差的时间，这两路信号分别作用于过零比较器和超前过零比较器产生Ua～Ud，逻辑触发电路将Ua～Ud转换为超前移相时间段为高电平，其他时间段为低电平的逻辑信号，该信号为锯齿波与时钟信号产生电路提供触发信号，产生D触发器所需的时钟信号，具体的是锯齿波信号与输出反馈信号进行比较，当反馈信号的电压等于锯齿波的斜坡电压时，时钟信号由低电平翻转为高电平，即处于上升沿。而锯齿波的产生时序则锯齿波产生触发单元所控制，具体的是与谐振电流同相位的取样信号过零时刻是锯齿波斜坡信号起始时刻，相位超前于谐振电流的取样信号过零时刻是斜坡信号的结束时刻，此时两路谐振电流取样信号的相位差是锯齿波信号由高变低的放电时间。锯齿波的斜坡信号产生时间是在实际的谐振电流过零时起，即时钟信号的上升沿时刻一定是在谐振电流过零之后，而时钟信号的上升沿决定驱动信号的翻转时刻，即逆变电压的翻转时刻，所以逆变电压的相位一定是超前于谐振电流的相位，这样即可使PFM调制的驱动信号一定满足各个开关器件始终工作在零电压开关的条件下。在时钟信号变为高电平后，谐振电流超前移相的取样信号过零，这一时刻时钟信号由高电平变化为低电平，再经过两路取样信号的相位差的时间后，与谐振电流同相的取样信号再次过零，至此一个开关周期的前半个周期结束，后半个周期开始，其过程与前半个周期类似。

由于驱动信号电平翻转的时刻一定是电流取样信号做超前相移之后的过零时刻，所以谐振电流也一定超前于驱动信号，而驱动信号与逆变器的逆变电压同相，这样谐振电流也一定超前于逆变电压，对于开关管而言，谐振电流超前于逆变电压，将是开关管实现零电压开通的必要条件。谐振电流超前于驱动信号产生电路输出给开关管的驱动信号，且谐振电流超前于逆变与谐振电路的逆变电压。

PFM的频率随控制信号的变化如图7所示，逆变电压的频率变化和谐振电流的增减随控制电压的高低而变化，进而改变输出。从中可以知道逆变电压的相位是要超前于谐振电流一个时钟信号的高电平时间段加上谐振电流取样信号的相位差时间段，这样，即使当反馈信号大于锯齿波信号的最大值而无法产生时钟信号，PFM调制的驱动信号仍能保证逆变电压的相位超前于谐振电流的相位，而不至于使逆变器的谐振腔进入到损耗巨大的容性区域，同时，无论在何种负载条件下，逆变器的谐振腔均能工作在感性区域内，以提供开关器件零电压开关的必要条件。

本发明提供的串并联谐振逆变器及其实现方法，通过在高压发生器副边并联电容，构成串并联谐振拓扑的构件要素，并且通过对谐振电流取样，用于产生可使逆变器的四个开关管可靠工作在零电压开关的PFM调制驱动信号。通过本发明，利于实现逆变器中开关器件的低损耗和减少散热体积，同时双环控制的输出反馈电路使得系统快速稳定的建立起输出。

如上参照附图以示例的方式描述了根据本发明的串并联谐振逆变器及其实现方法。但是本领域技术人员应该理解，对于上述本发明所提出的串并联谐振逆变器及其实现方法，还是可以不脱离本发明内容的基础上做出各种改进。因此，本发明的保护范围应当由所附的权利要求书的内容确定。