一种无刷双馈电机的转速辨识方法及系统与流程

本发明属于电机控制技术领域，更具体地，涉及一种无刷双馈电机的转速辨识方法及系统。

背景技术：

在无刷双馈电机的矢量控制中，需要获得转子位置和转速信息，目前国内外大多采用安装光电编码器等硬件检测转速信息，然而高精度的光电编码器存在着价格昂贵、安装复杂、维护困难、降低电机运行可靠性等问题。而无速度传感器控制技术能有效解决这一问题。

在电机的矢量控制系统中，不同的应用场合，为了达到不同的控制目的，往往会采用不同的定向策略，例如功率绕组磁链定向。目前大多数基于模型参考自适应的闭环转速辨识算法，都要以其控制系统所采用的具体的定向策略为基础，例如功率绕组磁链定向的控制系统，其转速辨识方法就是基于功率绕组磁链比较的闭环算法，若定向策略改变，相应的转速辨识算法也要调整，并没有一种适用于任意定向策略的通用性算法。

非专利文献(Power Electronics and Motion Control Conference(IPEMC’4):2453-2456，Yunguo Zhu)公开了一种基于功率绕组磁链定向的模型参考自适应转速辨识方法，用于无刷双馈电机的无速度传感器矢量控制。然而，该方法的参考模型和可调模型为功率绕组磁链，是在静止两相αβ坐标系上得到的，功率绕组磁链的可调模型包含有纯积分环节，不可避免地会引起误差累计和直流偏移等一系列问题，从而影响转速辨识的精度。其次，该转速辨识算法在并网条件下性能良好，而在单机发电场合，例如船舶独立轴带发电中，负载会随用户需求发生变动，负载变动会引起功率 绕组电压电流发生扰动，因此以功率绕组磁链为基础的参考模型和可调模型也会发生响应的扰动，转速辨识的精度因而会受到影响，通用性不高。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种无刷双馈电机的转速辨识方法及系统，其目的在于通过控制绕组电流定向坐标系上的电压电流，获取实际转速，提高了无刷双馈电机在离网状态下转速辨识的稳定性。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种无刷双馈电机的转速辨识方法，包括以下步骤：

S1.在静止αβ坐标系下，获得所述无刷双馈电机的αβ参数，所述αβ参数包括功率绕组定子的电压的α分量u_pα和β分量u_pβ，功率绕组定子的电流的α分量i_cα和β分量i_cβ，以及功率绕组定子的电流的α分量i_pα和β分量i_pβ；

并根据所述αβ参数，获得功率绕组定子的电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup，功率绕组定子的电压的角频率ω_up，以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

S2.根据所述αβ参数以及功率绕组定子的电压的角频率ω_up，在控制绕组定子的电流i_c定向的dq坐标系下，获得所述无刷双馈电机的dq参数，所述dq参数包括控制绕组定子的电流的d轴分量i_cd，控制绕组定子的电压的q轴分量u_cq，功率绕组定子的电流的d轴分量i_pd和q轴分量i_pq，以及功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd和q轴分量u_pq；

S3.根据所述无刷双馈电机的dq参数，计算获得控制绕组的电流的q轴分量i_cq，以所述i_cq为可调模型，以常数零为参考模型，用参考模型减去可调模型得到所述控制绕组q轴分量的负值(－i_cq)，再获得所述(－i_cq)对应的基础转速n_{r_basis}；

S4.根据所述步骤S1中功率绕组定子的电压的角频率ω_up，功率绕组定子的电流的角频率ω_ip，以及所述步骤S3中的基础转速n_{r_basis}，获得所述无刷双馈电机的实际转速n_{r_accurate}＝n_{r_adjust}+n_{r_basis}，其中，修正转速n_{r_adjust}为频率误差对应的转速，f_p^*为标准频率，在并网工况时，反馈角频率ω_p为功率绕组定子的电流的角频率ω_ip，在离网工况时，所述反馈角频率ω_p为功率绕组定子的电压的角频率ω_up；

优选地，所述步骤S1包括如下子步骤：

S11.获得功率绕组定子的电压的α分量u_pα和β分量u_pβ为控制绕组定子的电流的α分量i_cα和β分量i_cβ为功率绕组定子的电流的α分量i_pα和β分量i_pβ为其中，u_pa、u_pb、u_pc为功率绕组定子在静止ABC坐标系下的三相电压，i_pa、i_pb、i_pc为功率绕组定子在静止ABC坐标系下的三相电流，i_ca、i_cb、i_cc为控制绕组定子在静止ABC坐标系下的三相电流；

S12.获得功率绕组定子的电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup为 并获得功率绕组定子的电压的角频率其中，t为时间；

同时，获得功率绕组定子的电流矢量与A相轴线的夹角θ_Δip为 并获得功率绕组定子的电流的角频率

优选地，在所述步骤S2中，功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd为 功率绕组定子的q轴分量u_pq为功率绕组定子的电流的d轴分量i_pd为 功率绕组定子的电流的q轴分量i_pq为 其中，功率绕组定子的电压幅值U_{p_apl}为功率绕组定子的电流幅值I_{p_apl}为控制绕组定子的电流幅值I_{c_apl}为 负载功率因数角为L_p为功率绕组定子的单相自感，L_c为控制绕组定子的单相自感，L_r为转子绕组的单相自感，M_p为功率绕组定子和转子绕组之间的互感，M_c为控制绕组定子和转子绕组之间的互感；

控制绕组定子的电压的q轴分量u_pq为控制绕组定子的 电流的d轴分量其中，u_ca、u_cb以及u_cc分别为控制绕组定子在静止ABC坐标系下的三相电压，i_ca、i_cb以及i_cc分别为控制绕组定子在静止ABC坐标系下的三相电流， 为所述控制绕组定子的电流矢量与A相轴线的夹角。

优选地，在所述步骤S3中，控制绕组的电流的q轴分量的负值(－i_cq)为

其中，s表示拉布拉斯算子，R_c为控制绕组定子的单相电阻，p_p为功率绕组定子的极对数，p_c为控制绕组定子的极对数，M_p为功率绕组定子和转子绕组之间的互感，M_c为控制绕组定子和转子绕组之间的互感。

优选地，在所述步骤S3中，所述基础转速k_{p_nr}为第一比例系数，k_{i_nr}为第一积分系数。

优选地，在所述步骤S3中，修正转速k_{r_fp}为第二比例系数，k_{i_fp}为第二积分系数。

优选地，在所述步骤S4之后还包括步骤S5：根据实际转速n_{r_accurate}获得控制绕组的电压频率，并输入变频器，参与所述无刷双馈电机的控制。

按照本发明的另一个方面，还提供了一种无刷双馈电机的转速辨识系统，包括坐标变换模块，dq参数模块，基础转速模块，修正转速模块以及实际转速模块；

所述坐标变换模块的第一输出端连接所述dq参数模块的输入端，第二输出端连接所述修正转速模块的输入端，第三输出端连接所述基础转速模 块的第一输入端，所述dq参数模块的输出端连接所述基础转速模块的第二输入端，所述基础转速模块的输出端连接实际转速模块的第一输入端，所述修正转速模块的输出端连接实际转速模块的第二输入端，所述实际转速模块的输出端作为所述转速辨识系统的输出端；

所述坐标变换模块用于在静止αβ坐标系下，获得所述无刷双馈电机的αβ参数，并根据所述αβ参数，获得功率绕组定子在静止ABC坐标系下的电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup，功率绕组定子的电压的角频率ω_up，以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

所述dq参数模块用于获得所述无刷双馈电机的dq参数；

所述基础转速模块用于根据所述无刷双馈电机的dq参数以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip，获得所述无刷双馈电机的基础转速n_{r_basis}；

所述修正转速模块用于根据所述无刷双馈电机的控制系统的并网信号或者离网信号，获得修正转速n_{r_adjust}；

所述实际转速模块用于获得所述无刷双馈电机的实际转速n_{r_accurate}。

优选地，所述坐标变换模块包括αβ参数单元以及角频率单元，所述αβ参数单元的输出端连接所述角频率单元的输入端，所述αβ参数单元用于获得所述无刷双馈电机的αβ参数，所述角频率单元用于获得功率绕组定子在静止ABC坐标系下的电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup，功率绕组定子的电压的角频率ω_up，以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip。

优选地，所述dq参数模块包括第一dq单元以及第二dq单元，所述第一dq单元用于获得控制绕组定子的电流的d轴分量i_cd，以及控制绕组定子的电压的q轴分量u_cq，所述第一dq单元用于获得控制绕组定子的电压的q轴分量u_cq，功率绕组定子的电流的d轴分量i_pd和q轴分量i_pq，以及功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd和q轴分量u_pq。

优选地，所述基础转速模块包括控制绕组电流单元以及第一PI变换单 元，所述控制绕组电流单元的交互端连接第一PI变换单元的交互端，所述控制绕组电流单元用于获得控制绕组的电流的q轴分量i_cq的负值(－i_cq)，所述第一PI变换单元用于获得基础转速n_{r_basis}。

优选地，所述修正转速模块包括依次连接的频率误差单元以及第二PI变换单元，所述频率误差单元用于获得频率误差f_{r_adjust}，所述第二PI变换单元用于获得修正转速n_{r_adjust}。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

1、本发明通过控制绕组电流定向的坐标系上的电压和电流，获取实际转速；可将任意定向坐标系下的电压电流转换而成所需的计算参数，适用于任意定向策略，算法通用性强；

2、本发明的基础转速模块在控制绕组电流定向的坐标系下进行，与现有技术相比，参考模型为常数零，无须复杂的间接计算，快速直接；

3、本发明克服了现有技术中实际转速的误差会直接引起功率绕组的电压或电流的频率误差这一特性，而通过修正转速模块频率误差误差，间接地修正实际转速误差，因此可以消除由于电机的负载波动或参数检测不精确引起的输出误差，鲁棒性强。

附图说明

图1为本发明无刷双馈电机的转速辨识系统的结构示意图；

图2为本发明实施例1转速辨识系统的结构示意图；

图3为实施例1坐标变换模块的结构示意图；

图4为实施例1综合计算模块的结构示意图；

图5为实施例1第二控制绕组定子模块的结构示意图；

图6为本发明实施例1功率绕组发电电压波形；

图7为本发明实施例1转速变化时功率绕组电压和控制绕组电流波形。

具体实施方式以及

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种无刷双馈电机的转速辨识方法，由于无刷双馈电机是一个非线性、强耦合、多变量的系统，为了简化分析，通常只考虑无刷双馈电机气隙基波磁场的作用。因此可作出如下假定：

a、不计定子和转子齿槽影响，定子内表面和转子外表面圆滑，气隙均匀；

b、不计铁磁材料饱和、磁滞、涡流的影响，参数线性化；

c、定子绕组和转子绕组产生的磁场中只考虑极对数p_p和极对数p_c基波的作用，忽略谐波磁场的影响。

S1.将功率绕组定子的三相电压、功率绕组定子的三相电流以及控制绕组定子的三相电流，变换至αβ坐标系，并获得相应的幅值；

S11.根据功率绕组定子的三相电压u_pa、u_pb、u_pc，功率绕组定子的三相电流i_pa、i_pb、i_pc，控制绕组定子的三相电流i_ca、i_cb、i_cc，根据公式(1)～(3)，获得在静止αβ坐标系下，功率绕组定子的电压的αβ分量u_pα、u_pβ，控制绕组定子的电流在静止αβ坐标系下的αβ分量i_cα、i_cβ，以及功率绕组定子的电流在静止αβ坐标系下的αβ分量i_pα、i_pβ；

同时，根据公式(4)～(6)，可获得功率绕组定子的电压幅值U_{p_apl}、功率绕组定子的电流幅值I_{p_apl}，以及控制绕组定子的电流幅值I_{c_apl}；

S12.在静止ABC坐标系下，获得功率绕组的电压向量与A相轴线的夹角再通过公式微分计算，可获得功率绕组定子的电压的角频率ω_up以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

S21.通过公式获得功率绕组定子电流的负载功率因数角计算分量和进而获得负载功率因数角

本发明中无刷双馈电机采用发电机惯例，根据坐标变换关系，可得dq坐标系下的无刷双馈电机的数学模型；其中，电压方程为：

磁链方程为：

其中，Ψ_pd、Ψ_pq为功率绕组定子的磁链的d轴分量和q轴分量，Ψ_cd、Ψ_cq为控制绕组定子的磁链的d轴分量和q轴分量，Ψ_rd、Ψ_rq为转子的磁链的d轴分量和q轴分量；R_p、R_c、R_r分别为功率绕组定子、控制绕组定子、转子的单相电阻值；ω_r为转子的角频率；p_p、p_c分别为功率绕组定子与控制绕组定子的极对数，L_p为功率绕组定子的单相自感，L_c为控制绕组定子的单相自感，L_r为转子绕组的单相自感，M_p为功率绕组定子和转子绕组之间的互感，M_c为控制绕组定子和转子绕组之间的互感；

设由于，功率绕组定子的电流的 无功分量功率绕组定子的电流的有功分量联立公式(10)～(15)，因为公式中微分项和电阻项影响较小，忽略公式中的微分项和电阻项，并令控制绕组定子的电流的q轴分量i_cq＝0，再与公式u_pd＝U_{p_apl}cosθ_up(16)，u_pq＝U_{p_apl}sinθ_up(17)，联立，可获得功率绕组定子的相电压与d轴的夹角θ_up的正弦值

以及余弦值

从而获得功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd＝U_{p_apl}cosθ_up和q轴分量u_pq＝U_{p_apl}sinθ_up；

同时，获得功率绕组定子的电流的d轴分量和q轴分量

S22.同时，获得控制绕组定子的电压的q轴分量

以及控制绕组定子的电流的d轴分量

其中， 为所述控制绕组定子的电流矢量与A相轴线的夹角；

S31.联立公式(10)～(15)，可获得控制绕组的电流i_c的q轴分量

其中，s表示拉布拉斯算子，ω_{r_basis}为基础转速n_{r_basis}对应的角频率，其初始值为0，

S32.以控制绕组的电流的q轴分量i_cq为可调模型，以常数零为参考模型，用参考模型减去可调模型得到所述i_cq的负值(－i_cq)。

S33.获得基础转速式中，k_{p_nr}为第一比例系数，k_{i_nr}为第一积分系数，其值皆需要根据无刷双馈电机的参数、闭环的稳定性、响应速度等方面，通过线性控制系统中比例积分控制器的设计原则而设定；

S4.根据无刷双馈电机的控制系统发出的离网信号或并网信号，判断所述无刷双馈电机当前处于离网工况或者并网工况；如果所述无刷双馈电机运行于并网工况，则根据功率绕组定子的电流频率f_ip与设定频率f_p^*之差，获得频率误差f_{r_adjust}＝f_ip－f_p^*(28)，所述功率绕组定子的电流频率(29)；如果无刷双馈电机运行于离网工况，根据功率绕组定子的电压频率f_up与设定频率f_p^*之差，获得频率误差f_{r_adjust}＝f_ip－f_p^*(30)，所述功率绕组定子的电压频率

最终获得所述无刷双馈电机的实际转速n_{r_accurate}＝n_{r_adjust}+n_{r_basis}(32)，其中，修正转速k_{r_fp}为第二比例系数，k_{i_fp}为第二积分系数。

S5.现有技术中无刷双馈电机的控制原理为标量控制、矢量控制、直接 转矩控制等，因为在控制过程中需要用到控制绕组的电压频率，而变频器发出的控制绕组的电压频率需要根据实际转速获得；因此，在将该实际转速获得n_{r_accurate}后，可送入无刷双馈电机的控制系统，参与电机的控制过程。

本发明还公开了一种利用该转速辨识方法的转速辨识系统，如图1所示，包括坐标变换模块，dq参数模块，基础转速模块，修正转速模块以及实际转速模块；

所述坐标变换模块的第一输出端连接所述dq参数模块的输入端，第二输出端连接所述修正转速模块的输入端，第三输出端连接所述基础转速模块的第一输入端，所述dq参数模块的输出端连接所述基础转速模块的第二输入端，所述基础转速模块的输出端连接实际转速模块的第一输入端，所述修正转速模块的输出端连接实际转速模块的第二输入端，所述实际转速模块的输出端作为所述转速辨识系统的输出端；

所述坐标变换模块用于在静止αβ坐标系下，获得所述无刷双馈电机的αβ参数，并根据所述αβ参数，获得功率绕组定子的电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup，功率绕组定子的电压的角频率ω_up，以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

所述dq参数模块用于获得所述无刷双馈电机的dq参数；

所述基础转速模块用于根据所述无刷双馈电机的dq参数以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip，获得所述无刷双馈电机的基础转速n_{r_basis}；

所述修正转速模块用于根据所述无刷双馈电机的控制系统的并网信号或者离网信号，获得修正转速n_{r_adjust}；

所述实际转速模块用于获得所述无刷双馈电机的实际转速；

其中，所述坐标变换模块包括αβ参数单元以及角频率单元，所述αβ参数单元的输出端连接所述角频率单元的输入端，所述αβ参数单元用于获得所述无刷双馈电机的αβ参数，所述角频率单元用于获得功率绕组定子的 电压矢量与A相轴线的夹角θ_Δup，功率绕组定子的电压的角频率ω_up，以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

所述dq参数模块包括第一dq单元以及第二dq单元，所述第一dq单元用于获得控制绕组定子的电流的d轴分量i_cd，以及控制绕组定子的电压的q轴分量u_cq，所述第一dq单元用于获得控制绕组定子的电压的q轴分量u_cq，功率绕组定子的电流的d轴分量i_pd和q轴分量i_pq，以及功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd和q轴分量u_pq；

所述基础转速模块包括控制绕组电流单元以及第一PI变换单元，所述控制绕组电流单元的交互端连接第一PI变换单元的交互端，所述控制绕组电流单元用于获得控制绕组的电流的q轴分量i_cq的负值(－i_cq)，所述第一PI变换单元用于获得基础转速n_{r_basis}。

优选地，所述修正转速模块包括依次连接的频率误差单元以及第二PI变换单元，所述频率误差单元用于获得频率误差f_{r_adjust}，所述第二PI变换单元用于获得修正转速n_{r_adjust}。

下面以在单机发电运行模式下，采用功率绕组电压幅值外环、控制绕组电流内环控制策略的无刷双馈电机为例，对该技术方案作出进一步阐述。

实施例1

本实施例的无刷双馈电机的转速辨识系统包括坐标变换模块1，dq参数模块2，基础转速模块3，修正转速模块4以及实际转速模块5；其中，基础转速模块3包括控制绕组电流单元31，求负单元32，基础转速单元33以及角频率单元34；修正转速模块4包括频率选取单元41，作差单元42以及第二PI变换单元43；

如图2所示，所述坐标变换模块1的第一输出端连接所述dq参数模块的输入端，第二输出端连接频率选取单元41的第一输入端，第三输出端连接所述控制绕组电流单元31的第一输入端，所述dq参数模块的输出端连 接所述控制绕组电流单元31的第二输入端，所述控制绕组电流单元31的输出端连接求负单元32的输入端，所述求负单元32的输出端连接基础转速单元33的输入端，所述基础转速单元33的第一输出端连接角频率单元34的输入端，第二输出端连接所述实际转速模块5的第一输入端，所述角频率单元34的输出端连接控制绕组电流单元31的第三输入端；所述频率选取单元41的第二输入端用于输入无刷双馈电机的并网信号或者离网信号，所述频率选取单元41的输出端连接作差单元42的第一输入端，所述作差单元42的第二输入端用于输入标准频率，所述作差单元42的输出端连接第二PI变换单元43的输入端，所述第二PI变换单元43的输出端连接所述实际转速模块5的第二输入端，所述实际转速模块的输出端作为所述转速辨识系统的输出端。

该无刷双馈电机的转速辨识系统的工作过程包括以下步骤：

S1.所述变换模块1包括依次连接的αβ参数单元11，第一夹角单元12以及角频率单元13，如图3和图4所示；

S11.αβ参数单元11根据公式(1)～(3)，可获得在静止αβ坐标系下，功率绕组定子的电压的αβ分量u_pα、u_pβ，功率绕组定子的电流在静止αβ坐标系下的αβ分量i_cα、i_cβ，以及功率绕组定子的电流在静止αβ坐标系下的αβ分量i_pα、i_pβ；

S12.第一夹角单元12获得功率绕组的电压矢量u_p与功率绕组静止三相坐标轴A相轴线的夹角以及功率绕组的电流矢量i_p与功率绕组静止三相坐标轴A相轴线的夹角

S13.角频率单元13通过公式(8)，获得功率绕组定子的电压的角频率ω_up以及功率绕组定子的电流的角频率ω_ip；

S2.所述dq参数模块2包括电压电流幅值单元21，负载功率因数角单元22，第二夹角单元23以及第一dq参数单元24；

所述电压电流幅值单元21的第一输出端连接第二夹角单元23的输入端，第二输出端连接第一dq参数单元的第一输入端，所述负载功率因数角单元22的输出端连接第一dq参数单元的第二输入端，第二夹角单元23的输出端连接第一dq参数单元的第三输入端，所述第一dq参数单元的输出端作为所述dq参数模块2的第一输出端，如图3所示；

所述dq参数模块2还包括依次连接的第三夹角单元25以及Park单元26，所述Park单元的输出端作为所述dq参数模块2的第二输出端，如图4所示；

S21.电压电流幅值单元21根据公式(4)～(6)，可获得功率绕组定子的电压幅值U_{p_apl}、功率绕组定子的电流幅值I_{p_apl}，以及控制绕组定子的电流幅值I_{c_apl}；

S22.第二夹角单元23通过公式(20)～(21)获得功率绕组定子的电压矢量与d轴的夹角θ_up；

S23.负载功率因数角单元22通过公式(9)，获得了负载功率因数角

S24.第一dq参数单元通过公式(22)～(26)，获得了功率绕组定子的电流的d轴分量i_pd和q轴分量i_pq，以及功率绕组定子的电压的d轴分量u_pd和q轴分量u_pq；

S25.第三夹角单元25获得在ABC坐标系下，控制绕组定子的电流与控制绕组A相轴线的夹

S26.Park单元26根据公式(22)～(23)获得控制绕组定子的电压的q轴分量u_cd以及控制绕组定子的电流的d轴分量i_cd；

S31.角频率单元34用于获得基础转速n_{r_basis}对应的角频率初始状态下ω_{r_basis}＝0；

S32.根据公式(25)，控制绕组电流单元41获得控制绕组的电流i_c的q轴分量i_cq；

S33.求负单元32获得i_cq的负值(－i_cq)；

S34.在本实施例中，基础转速单元33实际为一PI控制器，根据公式(27)，可获得基础转速n_{r_basis}，并再次反馈至角频率单元34；在本实施例中，k_{p_nr}＝k_{i_nr}＝10；

S41.频率选取单元41根据无刷双馈电机的控制系统发出的信号，判断所述无刷双馈电机当前处于离网工况或者并网工况，若处于离网工况，则选取功率绕组定子的电压频率为参考频率f_p，否则选取功率绕组定子的电流频率为参考频率f_p；

S42.作差单元42获得频率误差f_{r_adjust}＝f_p－f_p^*；

S43.第二PI变换单元43根据公式(33)，获得修正转速n_{r_adjust}；在本实施例中，k_{r_fp}＝2，k_{i_fp}＝50；

S5.根据公式(32)，实际转速模块5最终获得所述无刷双馈电机的实际转速n_{r_accurate}。

实验结果分析

下面结合附图6～7给出本实例的电机参数和实验波形图。本实例由一台绕线型转子无刷双馈电机、独立负载、背靠背型电力电子变换器以及使用本发明转速辨识系统的控制器组成。图6为本发明转速辨识方法帮助控制下的无刷双馈电机在离网状态下带32kW负载发电，在400r/min时启动以及发电的电压波形：电机启动后，发电电压从零缓慢上升，与此同时，本发明转速辨识方法获得转速辨识值即实际转速n_{r_accurate}，并将转速辨识值 送入电机的控制系统中，控制电机持续稳定发出380V、50Hz的正弦波电压。图6中上部为功率绕组定子的三相相电压u_pa，u_pb，u_pc的整体波形，下半部为稳定后局部电压的放大波形。图7为无刷双馈电机在本发明转速辨识方法的帮助控制下带32kW负载，转速从350r/min变化到700r/min时功率绕组的电压和控制绕组的电流的波形：在该过程中，电机的转子的转速由次同步变到超同步；这说明在本发明转速辨识方法的配合下，电机控制系统接收到实时的转速辨识值，并根据转速辨识值持续发出指令调整控制绕组电压电流频率，使功率绕组电压在转速变化期间持续稳定发出380V、50Hz正弦波电压。图7中上半部为转速变化时功率绕组定子三相相电压u_pa，u_pb，u_pc的波形，下半部为转速变化时控制绕组定子三相电流i_ca，i_cb，i_cc的波形。

可以看出，使用本发明转速辨识方法能够在电机启动后根据电机状态迅速获得辨识转速，电机的控制系统利用准确的转速辨识值可以控制电机稳定启动至额定电压，并在350r/min～700r/min的全转速范围内持续稳定工作，成功实现了取消转子码盘的无速度传感器控制。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。