含有源储能单元型BoostPFC的优化控制方法与流程

本发明属于功率变换
技术领域：
，特别是涉及ac-dc功率变换
技术领域：
。
背景技术：
：电能是当前社会最重要的能源之一，其中交流电网占据主导地位。然而日常生活中直流电广泛应用于许多场合，如计算机电源、服务器电源、通信电源以及电动汽车充电桩等场合。近年来，云计算、通信、电动汽车等行业迅猛发展，人们对直流电的需求也与日俱增，对变换装置的效率、功率密度、电能质量也提出越来越高的要求。单相ac-dc整流拓扑中最常用的就是boostpfc。其交错并联boostpfc由于交错的多相可以将热源的平均分配，提高变换器可靠性，这也有利于减小散热器件的体积，提高功率密度。“轻载切相”技术根据输出功率等级改变电路中实际的工作的相数使变换器系统始终工作于效率优化点，从而达到提高轻载效率的目的。然而单相整流器均是脉动地传递能量，这将在输出侧引入二倍输入电压频率的纹波电流，该电流对输出电容周期性的充放电，输出电压会以跟随纹波电流进行周期性的变化，输出电压的变化量与输出电容容值呈负相关。因此在超低输出电压纹波场合，需采用有源储能单元对二次纹波电流进行吸收以减小输出电容容值，提高功率密度。其中buck/boost型有源储能单元由于其正向降压性质使得开关管耐压和电容耐压均不超过输出母线电压，这将对电容的体积和开关管的效率有极大的改善。boostpfc控制方式有平均电流控制、峰值电流控制、滞环控制等方式。按电感电流波形，有可分为连续ccm、断续dcm、临界连续bcm。其中ccm型平均电流控制由于其优异的emi、thd性能在大功率场合被广泛运用。但传统的ccm型平均电流控制需采样整流桥输出电压作为电流波形基准，这将带来基准含谐波和畸变问题。同时由于传统的电压电流双闭环控制中要求电压环带宽很低，这将使输出电压的调节速度被限制，在负载跳变和输入跳变时将导致输出电压较大的振荡。同时切相时为减小切相对输出电压的影响，通常需各相占空比配合缓慢变化，这将直接导致切相速度慢的问题。buck/boost型有源储能单元工作于较低损耗的dcm模式，占空比则可根据母线电压，有源储能单元的储能电容上电压，有源储能单元的电感量，开关周期直接以输入电流基准由控制器计算得到，然而其输入电流基准需带通滤波器对母线输出电流进行处理后得到，buck/boost型有源储能单元的采样调理电路极为复杂。技术实现要素：本发明针对目前boostpfc控制方法中正弦基准畸变；boostpfc动态响应慢，切相速度慢；以及buck/boost型有源储能单元控制采样调理电路复杂等问题进行改进。本发明通过以下方案进行实施：一种含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法，电路组成主要包括：emi滤波器、有源整流桥、交错并联boostpfc变换器、方波信号调理电路、buck/boost型有源储能单元和控制器，该控制方法主要步骤如下：1).生成参考正弦信号|sin(wt)|与-cos(wt)；a).首先采样交错并联boostpfc变换器的输入电压vin，经方波信号调理电路转化为带偏置的正弦信号，然后再将该带偏置的正弦信号与偏置电压vref进行比较，得到交错并联boostpfc变换器的输入电压大于0时为高电平，小于0时为低电平的方波信号；b).生成的方波信号由数字控制器的增强捕获单元(enhancedcapture，ecap)捕获其上升沿和下降沿，经防误捕获锁相算法获得输入电压过零信息，根据过零信息求出输入电压的周期t；c).由输入电压周期t和ecap计数器(ecap1regs.tsctr)的实时值进一步求得正弦信号|sin(ωt)|与-cos(ωt)；2).交错并联boostpfc的输入前馈判断与输入前馈计算；a).数字控制器采样当前计算周期整流桥输出电压vrect,vrect与步骤2)得到的|sin(wt)|经峰值预测算法预测当前计算周期整流桥输出电压峰值vrectp[n]；b).当前计算周期整流桥输出电压峰值vrectp[n]与上一计算周期整流桥输出电压峰值vrectp[n-1]作差进行输入跳变检测，差的绝对值大于设定阀值(10v)则认为输入发生跳变，将输入前馈标志位置位，同时产生重置信号reset1，否则输入前馈标志位为0；c).当输入前馈标志位置位，则由输入前馈算法计算输入前馈系数k；当输入前馈标志位为0时，则直接令k＝1，不需计算输入前馈系数；3).交错并联boostpfc载前馈判断与载前馈计算；a)数字控制器采样交错并联boostpfc变换器的当前计算周期的输出电流平均值io[n]和输出电压vo，io[n]减去上一计算周期采样得到的输出电流平均值io[n-1]，当其绝对值大于设定阀值(0.3a)则认为负载跳变发生，则将载前馈标志位置位，同时产生重置信号reset2，否则载前馈标志位与上一计算周期保持一致；b)将上述vo与io[n]相乘得到输出功率po；c)在载前馈标志位置条件下，结合步骤2)中预测得到的当前计算周期整流桥输出电压峰值vrectp[n]及计算得到的输出功率po，由载前馈算法计算载前馈量vm2[n]；在载前馈标志位置条件下，每个计算周期仅进行一次载前馈计算，且载前馈参与次数标志nldff在载前馈算法参与一次后加1，当nldff达到设定值(50)，则将nldff与载前馈标志位清0；其余情况下，则不进行载前馈计算取上一次载前馈计算得到的前馈量vm2[n-1]作为当前值vm2[n]；4).交错并联boostpfc的双前馈与轻载切相控制；a).步骤1)中初始化得到的输出电压参考值减去步骤3)中采样得到的vo得到输出电压误差信号，该误差信号经比例积分补偿单元(pireset1or2)运算，分别得到电压环比例项输出vmp、积分项输出vmi与比例积分单元总输出vm1；b).当电压环比例积分补偿单元检测到步骤2)中的reset1信号时，则电压环比例积分补偿单元输出vm1后，再将vmp、vmi分别乘以输入前馈系数后输出，输入前馈标志位清0；当检测到步骤2)中的reset2信号时，将vmp、vmi、vm1清零后输出；其余情况下vmp、vmi、vm1按实际电压环比例积分补偿单元的计算结果输出；c).上述vm1与步骤3)得到的vm2[n]相加，再乘以步骤2)得到的k得到等效电压环输出vm，同时vm乘以步骤2)中得到的正弦信号|sin(ωt)|作为电流环基准d).数字控制器采样交错并联pfc变换器的各相电感总电流il，减去il得到总电感电流误差信号，该信号经电流环比例积分补偿运算单元(pi)得到各相占空比d；e).计算得到的占空比d经增强型脉宽调制模块(enhancedpulse-widthmodulator,epwm)调制得到输出的占空比；f).以各相处理相等的功率为原则进行轻载切相操作，根据轻载切相算法将上步骤e)中输出的占空比送至需要参加工作的各相的开关管，完成交错并联boostpfc的双前馈与轻载切相控制；5).buck/boost有源储能单元开环型峰值电压控制；a).判断步骤3)中计算得到的输出功率po小于650w时，buck/boost有源储能单元不工作，重复步骤1)～4)及5)的a)；判断po，当po大于等于650w时，buck/boost有源储能单元开始工作，继续完成以下步骤；b).由步骤2)中生成的-cos(ωt)，步骤4)中采样得到的当前计算周期输出电流平均值io以及根据交错并联boostpfc的输出电容容值与需处理的脉动能量的比例关系定义得到的吸收系数kasuref，经数字控制器计算得到buck/boost型有源储能单元输入电流的基准信号c).由判断有源储能单元的工作模式；当时为boost模式，数字控制器采样得到的buck/boost有源储能单元电容电压vcs，结合计算得到的采样得到的vo以及定义的buck/boost型有源储能单元电感值与开关周期的比值kasu，计算buck/boost型有源储能单元boost模式下的理论占空比dboost1，计算得到的dboost1经epwm模块调制得到boost模式的实际占空比dboost，dboost输出至开关管s5完成boost模式的控制；当时为buck模式，同理boost模式计算理论占空比的流程计算buck模式的理论占空比dbuck1；d).根据采样的vcs由比较法求取其峰值电压vcsp，由步骤1)中定义的峰值电压参考值减去vcsp，得到其误差信号，该误差信号经比例积分补偿运算单元(pi)得到峰值电压补偿占空比dp；e).由dbuck1与dp求和得到buck模式下实际占空比dbuck，计算得到的dbuck经epwm模块调制得到buck模式的实际占空比并输出至开关管s4完成buck模式的控制；f).重复步骤1)～5)。本发明的进一步优化设计在于：本发明还包括以下步骤，初始化boostpfc变换器输出电压参考buck/boost型有源储能单元的电容电压峰值参考输入与载前馈标志为0，载前馈参与次数标志nldff＝0，前馈系数k＝1；其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤1)中的防误捕获锁相算法具体步骤为：a).初始化毛刺计数值nthorn＝0、输入电压vin周期t＝0；根据数字控制器的时钟频率与输入电压的频率范围定义t的下限countmin与上限countmax以及毛刺判断值countthron；初始化ecap模块计数器(ecap1regs.tsctr)为0，配置ecap模块的工作方式为对上升沿和下降沿均响应模式，每次响应程序处理结束后ecap模块计数器清零；b).上升沿到来时ecap模块计数器的值记录于ecap的1号寄存器(ecap1regs.cap1)；下降沿到来时ecap模块计数器的值记录于ecap的2号寄存器(ecap1regs.cap2)；c).当ecap的1号或2寄存器中的值较小，在可忽略范围(小于countthron)内，则记录捕获毛刺次数nthorn，当nthorn大于10则认为锁相失败进入保护程序；d).如nthorn小于等于10则为捕捉到边沿小毛刺，将其忽略，重复步骤bcde)、3)、4)，若无毛刺被捕捉则进行步骤5)；e).记录ecap的1号与2寄存器的和值作为输入电压vin的周期t，当t不在输入电压vin频率转化为ecap模块计数器值的范围(大于countmin小于countmax)内则再次认为周期记录失败，进入保护程序，反之则认为锁相成功，防误触锁相算法结束；f).等待下一次响应，重复步骤b)、c)、d)、e)、f)。其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤1)中，正弦信号|sin(ωt)|计算表达式如下：t1为ecap模块计数器的实时值，t为输入电压vin的周期，该表达式特征在于防误捕获锁相算法处理可省略求绝对值步骤；正弦信号-cos(ωt)计算表达式为：为节约cos函数存储空间，减少控制器的储存资源消耗，将cos函数转化为sin函数进行计算。其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤2)中，预测当前计算周期整流桥输出电压峰值vrectp[n]的峰值预测算法为表达式(3)：当sin(t1/t)<0.6时则按上一计算周期的预测值作为当前周期的峰值；定义预测条件sin(t1/t)>＝0.6的目的是为了防止整流桥输出电压vrect较小时vrect与|sin(wt)|相位差对峰值计算的影响；该算法克服用比较方法求取峰值，仅能在vrect峰值到达后的才能求取峰值的缺点，能更快得到vrect峰值，更快实施输入前馈；步骤2)中，由输入前馈算法计算输入前馈系k表达式为：其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤3)中，由载前馈算法求取当前计算周期前馈量vm2[n]的表达式为：引入载前馈计数nldff多次进行载前馈算法的目的是为防止负载跳变时刻的输出电流采样误差对计算结果的影响，以保证载前馈量占实际电压环输出的主要部分，vm1绝对值为较小值，实现交错并联boostpfc在负载跳变情况下的快速调节。其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤4)中电流环基准表达式为：其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤4)，实现对boostpfc抗负载扰动能力的改善，因而pfc的动态响应被改善；本发明中的切相算法相对于需缓慢变化各相占空比，以防止输出电压较大超调的普通切相实现方式；本发明中的切相算法的特征在于可直接对各相的占空比实施使能与关闭操作，实现极速切相。其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤5)中。buck/boost型有源储能单元工作于dcm模式，其占空比可根据其参考输入电流结合vo、vcs与kasu计算得到；表达式为：(7)式中kasuref为吸收系数；有源储能单元buck模式下理论占空比dbuck1计算表达式为：有源储能单元boost模式下理论占空比dboost1计算表达式为：其中ls为有源储能单元电感感值，tasu为有源储能单元开关周期，kasu为ls与tasu比值。其中，含有源储能单元型boostpfc的优化控制方法步骤5)，有源储能单元在低输出功率时处于关闭状态，二次纹波电流由boostpfc的输出电容处理，当输出电容处理能力不足时则使能有源储能单元，根据输出电流平均值决定有源储能单元处理功率大小，处理的功率与输出电流平均值呈正相关，该控制策略有利于提高变换器在低负载状态下的效率。为减少控制器运算量；仅进行单次计算，多次复用计算结果有：po＝vo*io、ωt＝2π*t1/t；直接宏定义的结果有kasu＝ls/tasu。本发明中，关于利用公式(4)、(5)利用载与输入前馈补偿电压环响应速度实现pfc级动态响应与极速切相优化的依据说明如下。稳态时各相电感总电流与电流环参考电流相等，且电流环参考的幅值本质上是输入电流幅值的表征，因此只需推导出载和输入跳变时电感总电流的理论幅值补偿到电压环的输出即可得到电压环的实际输出，实现载与输入前馈。1).假设功率因数和效率均为1，则输入平均功率与输出功率相等，得到如下公式。pin＝po即式中pin为输入功率，vinp、iinp分别为输出电压输入电流幅值。稳态情况下，各相电感总电流幅值、输入电流幅值与等效电压环输出均相等。即可推出负载前馈表达式：2).在输入电压跳变后，输出功率还尚未变化，根据功率平衡得到输入电压变化前后输出功率表达式为：式中ilp[n]与ilp[n-1]分别为当前计算周期与上一计算周期的电感电流峰值。由(11)推导出输入电压变化前后电感峰值峰值电流比值即为输入系数k：本发明中，关于利用公式(7)作为有源储能单元的电流参考与buck模式和boost模式理论占空比计算公式(8)(9)的依据说明如下。稳态情况pf接近1，则输入平均功率可表达为式(14)：(14)式中常数项即为输出平均功率po，其余项则为脉动功率。无母线电容时的输出电流ioreal可表示为：(15)中-iocos(2ωt)部分即为二次谐波电流，有源储能单元输入电流参考相位与二次谐波电流一致即可实现有源储能。同时由于交错并联boostpfc存在提供维持时间的电容，该电容可处理部分脉动功率，有源储能单元对二次谐波电流部分吸收即可实现较低的输出电压纹波要求，故引入有源储能单元吸收系数kasuref。由此推导出有源储能单元输入电流参考为式(16)，通过三角变换即可推导出公式(7)。在buck模式下，根据有源储能单元电感ls开关周期内的波形可得到关系式(17)(18)：上两式中ip为开关周期内ls电流峰值，ton、toff分别为开关周期内ls电流上升下降时间。由于有源储能单元工作于高频状态，可认为在一个开关周期内输入电流参考不变，故让各开关周期输入电流平均值与该时刻参考电流相等则实现有源储能，由此推导式(19):联立式(17～19)，及推导出buck模式下的理论占空比计算公式(8)。同理在boost模式下，可推导出公式(9)。本发明中吸收系数kasuref取值说明如下：吸收系数的定义本质上是有源储能单元处理的脉动能量与总脉动能量的比值。boostpfc中总的脉动能量ef可由公式(20)得到：上式中vo、io是boostpfc的输出电压平均值，f为输入电压频率。总的脉动能量在含有源储能单元的boostpfc变换器中将分布于输出电容co与有源储能单元中，故吸收系数可推导为下式：其中ec是由输出电容处理的脉动能量。在boostpfc中可由(22)式得到：ec＝covovo_p-p(22)其中vo_p-p是设计允许的输出电压脉动。将(20)与(22)式带入(21)式即可得到式(23)。为保证脉动能量在所有工作条件下均被完全吸收应用中kasuref应该取(23)的最大值(即f最小，io最大时)作为实际值。本发明中防误捕获算法中的变量countthron、countmin、countmax取值说明如下：以上变量的值需由ecap计数器的工作频率fecap与实际的输入电压频率f决定。一个输入电压周期内的计数值count为式(24)：故countmin为在输入电压频率最大时计数值，countmax为在输入电压频率最小时计数值。同时由于毛刺计数值都很小，故countthron以countmin的万分之5为原则取值。本发明相比现有技术具有如下优点：1.通过采用防误捕获锁相算法获取的纯净正弦信号|sin(wt)|作为交错并联boostpfc控制中电流环的正弦基准，抑制了传统控制方法中正弦基准畸变问题；2.防误捕获锁相算法在对方波信号毛刺进行规避处理，提高了锁相的可靠性。该锁相算法得到的输入电压周期t求出的正弦值即为正弦半波信号，减少控制器为求取绝对值带来的运算量。3.求取整流桥输出电压峰值的峰值预测算法，克服用比较方法求取峰值，仅能在vrect峰值到达后才能求取峰值的缺点，能更快得到峰值，更快实施输入前馈。4.在基于纯净正弦信号|sin(wt)|作为正弦基准的改进型控制方法基础上推导出载前馈与输入前馈算法，提高boostpfc输出电压抗输入与载扰动的能力，boostpfc的动态响应速度得到改善。5.载前馈算法通过控制负载跳变后的参与次数，对负载跳变后输出电流采样引入的振荡进行规避，保证载前馈补偿有较好的补偿效果。6.本发明中输入与载前馈算法仅在输入与负载跳变时参与工作，对稳态时的电压环pi计算无影响，保留了传统控制方法中低电压环带宽带对输出电压纹波实现抑制的优点，同时也减少控制器的计算量。7.基于载前馈算法对输出电压动态响应的改善，提出的切相方式能在满足切相逻辑的情况下即可完成切相，实现极速的切相速度。8.由推导出的有源储能单元输入电流参考基准实现对有源储能单元控制的方法，可节省采样该输入电流参考的带通滤波器电路，采样电路得到简化；有源储能单元根据输出功率实现使能操作和使能后随负载变化的参考幅值，使得有源储能单元处理的功率随负载变化，低负载时有源储能单元的效率得到改善；基准中吸收系数的引入，使输出母线电容容值和有源储能单元效率得到较好的平衡，实际应用中吸收系数可根据变换器的运用场合实现变换器功率密度与效率的折中考虑。9.本发明中直接宏定义kasu，与po、2π*t1/t仅进行单次计算，多次复用计算结果的处理方法减小了控制器的计算量。将cos函数转化为sin函数的思想，节约cos函数存储空间，减少控制器储存资源的消耗。附图说明图1.1含buck/boost有源储能单元型三相交错并联boostpfc变换器拓扑图；图1.2是方波调理电路；图2是本发明中交错并联boostpfc控制策略框图；图2.1是本发明中buck/boost有源储能单元控制策略框图；图3.1是本发明中防误捕获算法流程图；图3.2是本发明中数字控制器控制流程图；图4.1实施案例一在满载1300w输入电压有效值115v时稳态实验波形；图4.2实施案例一在输入电压有效值230v，负载由260w突加至1300w实验波形；图4.3实施案例一在输入电压有效值115v，负载由1300w突减至260w实验波形；图4.4实施案例一在输入电压有效值230v条件下三相切换至一相实验波形；图4.5实施案例一在输入电压有效值230v条件下一相切换至三相实验波形；图4.6是实施案例一在满载1300w输入电压有效值100v突加至150v实验波形；图4.7是实施案例一在满载1300w输入电压有效值264v突减至200v实验波形；图4.8是实施案例一在满载1300w输入电压有效值230v未引入有源储能单元实验波形；图4.9是实施案例一在满载1300w输入电压有效值230v引入有源储能单元实验波形。图中符号说明：具体实施方式以下将结合附图，以实施案例对本发明的技术方案进行详细说明。实施例一：本发明中的优化控制方法在一台含buck/boost有源储能单元型三相交错并联boostpfc变换器上得到实施，其拓扑图见图1.1；其主要要由emi滤波器、有源整流桥、三相交错并联boostpfc变换器、buck/boost型有源储能单元构成。本变换器主要设计参数见表1。为使boost的各相有较好的均流效果，各相则需须有较好的对称性，因此以各相处理相同的功率为前提进行设计，以使用相同参数与型号的器件达到好的均流效果。表1设计参数交错并联boostpfc部分按常规的方法进行设计。此处需要说明的是，根据维持时间设计得到的母线电容co为1116uf，而考虑输出纹波要求需要的co为2392uf，为提高功率密度，本设计引入有源储能单元以减小母线电容，母线电容仅需满足维持时间要求，有源储能单元处理部分脉动功率。然而有源储能单元的引入将带来损耗。在半载co为1116uf且有源储能单元不工作的条件下，输出电压纹波为5.36v；考虑到计算机电源最新能源标准80plus钛牌标准，在半载时由着最高的效率要求。因此输出电容可按680w时有源储能单元不工作而达到输出电压纹波要求进行设计，考虑一定裕量取co为1389uf，以达到效率与功率密度的平衡。buck/boost有源储能单元选择的开关频率为50khz。ls考虑断续与开关管s4、s5的电流应力两个条件进行设计；考虑到co已经能处理该变换器将近一半的脉动能量，cs则根据处理一半的脉动能量，峰值电压为360v，脉动电压为100v进行设计。根据设计参数进行设计，得到本变换器主要器件参数见表2,表中符号含义在“图中符号说明”中均有详细说明，此处不再赘述。表2器件参数表cy1、cy2、cy3、cy44.7nfcx11ufdsrurp3060cx2、cx30.47ufcin2.2ufd1、d2、d3c3d04060lcm19mhlcm22mhsripz60r017c7*4l1、l2、l3300uhco1389ufs1、s2、s3ipz60r060c7ls137uhcs82ufs4、s5ixgh48n60c3d1本发明中含buck/boost有源储能单元型交错并联boostpfc优化控制方法可转化为图2与图2.1所示的控制策略框图。本发明控制方法主要通过图1.2所示的方波调理电路与德州仪器公司数字信号处理器(digitalsignalprocessor，dsp)tms320f28335作为数字控制器得到实施。图1.2所示方波调理电路由一片双通道的运算放大器mcp6022组成，供电电压为3.3v，与拓扑图中的输入电源的两端(l、n)连接。该电路首先需将输入正弦电压经分压电阻得到运放输入引脚能承受的电压值，本设计中分压至1.8v以下，再利用一1.8v的电压基准将正弦信号抬升为0～3.3v范围内的电压信号，该信号再与基准1.8v比较得到输入电压大于0时为高电平3.3v，低于零时为低电平0v的方波信号，该方波信号利用与门加入死区后作为有源整流桥的驱动信号，同时也供dsp的ecap模块捕获以产生正弦信号|sin(ωt)|与-cos(ωt)。然而实际运用中，由于开关噪声与1.8v的基准电压不稳定等影响将会在方波信号的上升与下降沿过程中产生瞬时的跌落与过冲，这将会导致ecap模块的误捕获，故本发明中提出防误捕获算法抑制该问题，同时该防误捕获算法的处理方式能节约控制器计算sin(ωt)绝对值带来的运算量。防误捕获算法流程图如图3.1所示。tms320f28335控制器控制流程图见图3.2。该控制流程由主程序、adc中断服务程序以及ecap中断服务程序实现。主程序中完成系统时钟、adc、ecap、epwm初始化，系统时钟按控制器最高主频150mhz配置，各个模块也按该频率进行配置，adc工作于16通道模式，ecap对上升沿与下降沿同时响应，epwm工作于向上计数模式，开关频率135khz；初始化化输出电压参考值为400v，有源储能单元峰值电压参考值为360v，按公式(23)中得到的吸收系数最大值为0.38，考虑一定裕量定义kasuref＝0.5；根据公式(24)可求出ecap计数器的计数值最小值最大值分别为2380925与3131489考虑一定裕量取countmin＝2300000、countmax＝3300000、countthron＝1150；以及提到的变量nthorn＝0、nldff＝0、、kasu＝(137×10-6)/(50×103)＝2.74×10-9；配置完成后则等待ad中断服务程序与ecap中断服务程序。当方波信号上升沿或下降沿到来时，ecap中断被触发，执行在ecap中断服务程序。而ad中断配置以100khz的频率触发，当ad触发时钟信号到来时ad中断服务程序。在ecap中断服务程序中得到输入电压周期t，在ad中断服务程序中完成正弦信号计算，输入跳变检测与输入前馈系数计算，负载跳变检测与载前馈计算，然后完成交错并联boostpfc的双前馈与轻载切相控制以及buck/boost有源储能单元的开环型峰值电压控制。具体的步骤与实施细节在
发明内容中被详细阐述，此处不再赘述。测试实施实例：实施例一中的含buck/boost有源储能单元型三相交错并联boostpfc变换器进行如下测试以证明本发明中的优化控制方法。测试设备如下：恩乃普dp015gsc单相可编程交流电源、chroma63212型可编程电子负载、泰克mdo3014型四通道示波器与横河电机株式会社wt500三通道功率分析仪。图4.1为输入电压有效值115v输出1300w时稳态实验波形，通过使用本发明提出的内部生成产生纯净正弦信号|sin(wt)|方法，改善基准畸变问题，输入电流波形几乎无畸变，输入电流thd仅为1.02％，远低于5％的工业要求。输入电压有效值230v条件下测试突加负载响应情况，20％负载(260w)加载至满载(1300w)实验波形为图4.2，在输入电压有效值115v条件下测试突减负载响应情况，满载(1300w)卸载至20％负载(260w)实验波形为图4.3。由该组实验可以看出在不同的输入条件下测试负载突变情况，输出电压几乎无影响，本发明中的推导出的载前馈控制算法得到验证。图4.4与图4.5分别为输入电压有效值为230vrms时，通过负载由1200w减为390w使相数由3相切换至1相以及通过负载由390w增加为1200w使1相切换至3相实验波形，由波形可以看出切相在检测到输出功率变化瞬间即被完成，切相完成后在工频周期内达到稳态，且对输出电压几乎无影响，本发明中的提出的切相方式的极速切相速度得到验证。输出功率1300w时，分别测试输入电压有效值由100v跳变至150v，与264v跳变至200v，在满载输入电压以50v有效值为步进跳变的苛刻条件下，输出电压波动低于20v，且在几个工频周期内即达到稳态，本发明中所提出的输入前馈被验证。输入电压有效值为230v，输出功率均为满载(1300w)条件下，有源储能单元不工作时输出电压纹波峰峰值为8.32v，实验波形见图4.8，而有源储能单元工作时输出电压纹波峰峰值降至4.48v，且有源储能单元电容电压峰值为360v，实验波形见图4.9，对比可知有源储能单元工作正常且峰值电压控制被实现，根据单位正弦基准信号与输出电流，推导出有源储能单元输入电流参考基准以简化采样电路、改善功率密度的控制方法得到验证。当前第1页12