面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器的制作方法

本发明涉及DC/DC转换器技术领域，具体涉及一种面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器。

背景技术：

低功耗隔离式DC/DC 转换器目前已在各种应用中使用，例如工厂自动化、过程控制、建筑自动化和便携式仪器。DC/DC是开关电源芯片。开关电源，指利用电容、电感的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容(感)里，当开关断开时，电能再释放给负载，提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比(由开关导通时间与整个开关的周期的比值)有关。开关电源可以用于升压和降压。

技术实现要素：

本发明克服了现有技术的不足，提供一种面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器。其主要目的之一是避免信号调节和数据传输应用中的接地回路。本发明还可用于变压器具备良好性隔离性能的情况。

为解决上述的技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器，包括变压器，所述变压器一侧为非隔离侧电路，所述变压器另一侧为隔离侧电路；所述非隔离侧电路为半桥驱动电路，所述半桥驱动电路与所述变压器的初级侧连接；所述非隔离侧电路连接GND接地端；所述非隔离侧电路包括倍压器，所述倍压器连接输出电容和输出插头；所述输出电容连接ISOGND接地端，所述倍压器由两个肖特基二极管和两个电容组成；所述两个电容均充电至变压器次级绕组电压峰值，通过输出电容增加至次级绕组电压值两倍的电压。

更进一步的技术方案是所述非隔离侧电路采用在变压器铁心的磁滞曲线两个方向上都具有50%固定占空比的开环控制方法来驱动变压器的初级侧。

更进一步的技术方案是所述变压器在初级侧和次级侧均配有两个独立绕组；每侧的两个独立绕组均是串联连接方式。

更进一步的技术方案是所述肖特基二极管为型号为RB520S30 肖特基二极管。

更进一步的技术方案是所述半桥驱动电路包括TPS60400系列驱动器，所述TPS60400系列驱动器与所述变压器连接。

更进一步的技术方案是所述TPS60400系列驱动器包括型号为TPS60402驱动器。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明可在零下40摄氏度至正85摄氏度的温度下工作，输入电压范围为3V 至5.2V，输出电流高达10mA。独立于负载的低开关频率60kHz 允许将本发明用于噪声敏感型应用，并且能够保持较低的开关损耗。低开关频率同时也有助于在较低功耗下实现独特的高效率。此外，借助电路二次侧的肖特基二极管，可在15mW 至50mW 输出功率的5V 输入操作中提供85% 的效率，以及在3mW 至20mW 功率的3.3V 操作中提供超过80% 的效率。隔离式DC/DC 转换器采用开环控制方法，简化了设计且无需使用光耦合器。

附图说明

图1为本发明一个实施例电路原理图。

图2为本发明一个实施例的具体实施电路图。

具体实施方式

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

下面结合附图及实施例对本发明的具体实施方式进行详细描述。

如图1所示，图1示出了本发明一个实施例面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器的电路原理图，该转化器使用5V 输入时效率最高达86%，使用3.3V 输入时效率最高达82%，开环、无光耦合器式设计，适合3.0V 到5.2V 输入以及高达10mA 的输出电流，同步输出和固定开关频率，允许在噪声敏感型应用中使用，灵活的可配置电路板可轻松实现评估和修改。

具体的，该转换器适合在−40°C、+25°C 和+85°C 温度下工作，输入电压范围为3V 至5.2V，输出电流高达10mA。独立于负载的低开关频率60kHz 允许将本设计用于噪声敏感型应用， 并且能够保持较低的开关损耗。低开关频率同时也有助于在较低功耗下实现独特的高效率。此外，借助电路二次侧的肖特基二极管，可在15mW 至50mW 输出功率的5V 输入操作中提供85% 的效率，以及在3mW 至20mW 功率的3.3V 操作中提供超过80% 的效率。隔离式DC/DC 转换器采用开环控制方法，简化了设计且无需使用光耦合器。单面安装印刷电路板(PCB) 方便设计评估。经过优化的插头和跳线为修改电路板并使其适应各种应用需求提供了一种简单方法。

本实施例面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器的主要目的之一是避免信号调节和数据传输应用中的接地回路。本参考设计还可用于变压器具备良好性隔离性能的情况。本设计的其它用法可能需要使用修改过的变压器，以满足更为严格的隔离要求。

具体的，本实施例面向超低功耗和低功耗应用的隔离式DC/DC转换器包括变压器，所述变压器一侧为非隔离侧电路，所述变压器另一侧为隔离侧电路；所述非隔离侧电路为半桥驱动电路，所述半桥驱动电路与所述变压器的初级侧连接；所述非隔离侧电路连接GND接地端；所述非隔离侧电路包括倍压器，所述倍压器连接输出电容和输出插头；所述输出电容连接ISOGND接地端，所述倍压器由两个肖特基二极管和两个电容组成；所述两个电容均充电至变压器次级绕组电压峰值，通过输出电容增加至次级绕组电压值两倍的电压。此外，隔离侧的输出插头提供专用引脚(FSW)。开关频率可用于在该专用引脚上进行测试，或将其他系统部件同步到半桥的固定开关频率。

为了最好地利用变压器并实现高效率，本实施例使用了在变压器铁心的磁滞曲线两个方向上都具有50%固定占空比的开环控制方法来驱动变压器的初级侧。这种开环控制方法可确保隔离式DC/DC 转换器始终以最优工作状态运行，即变压器初级侧到次级侧的能量传输在整个开关频率下持续进行。其结果是，完整设计的输出电压取决于输入电压与变压器绕组匝数比。初级绕组的另一端由半桥驱动器内的集成半桥级进行驱动。专用电容C2可阻隔初级绕组的任何直流电压，否则会导致变压器磁芯发生磁通泄漏和饱和。变压器T 是该设计的主要无源组件，可实现初级侧（非隔离侧）和次级侧（隔离侧）之间的隔离。变压器的构造决定了隔离类别，本实施例中采用功能性隔离。

本实施例在隔离侧使用倍压器，因为在半桥拓扑中，施加在变压器初级绕组上的电压仅为VIN / 2。使用倍压器也可通过采用最小匝数来简化变送压器设计。倍压器由两个肖特基二极管和两个电容组成。这两个电容均充电至次级绕组电压峰值，然后通过输出电容COUT 增加至相当于次级绕组电压值两倍的电压。由两个肖特基二极管引起的电压损耗由变压器绕组的匝数比补偿。

在本实施例中，开环隔离式DC/DC转换器意味着，无需任何控制回路，便将已知且稳定的直流输入电压转换为隔离式直流输出电压。开环转换器使用固定占空比操作其功率级，通常为50%。因此，在整个开关周期内，从初级侧至次级侧存在或多或少的连续功率转移，特别是使用双端电源拓扑补充开环控制时。该方法可优化功率级设计，并提供最高效的初级侧至次级侧功率转移。此外，这还有助于减少输入纹波电流，从而减少电磁干扰(EMI)。由于开环转换器通常由恒定输入电压开闭，因此其EMI 信号仅随其负载条件变化，而不取决于系统可变输入电压的变化。由于没有控制回路，设计开环转换器更简单，因为无需考虑回路稳定性。输入电压的任何增大或减小会导致输入电流相应增大或减小这一事实意味着，开环转换器的增量输入阻抗是正的，而增量输入阻抗对任何稳压DC/DC 转换器都是负的。稳压转换器的负阻抗需要特别维护，确保设计输入纹波滤波器或使用稳压变换器级联时回路稳定。另一方面，稳压转换器提供稳定的输出电压，可将此电压视为独立于输入电压和输出电流。不过，开环转换器提供明显取决于输入电压的输出电压。此输出电压取决于使用的固定占空比，因此，电压转换比主要受变压器绕组比的影响。此外，由于输出整流器（二极管）、开关(MOSFET) 和绕组铜电阻的电压损耗，开环转换器中的输出电压略微受负载和温度影响。开关和绕组铜电阻的负载相关损耗可以忽略，特别是适用于本设计的低电流范围。

在选定控制方法后，为DC/DC 转换器的隔离功率级选择最合适的拓扑。选择过程不仅要考虑不同拓扑的特性， 还要考虑选择适合相关拓扑的DC/DC 转换器集成电路(IC)。隔离式DC/DC 设计的高效率目标包括低开关频率需求，以最大限度减少开关损耗。在低开关频率下，变压器初级绕组上的任何电压都可施加更长时间（与使用更高开关频率相比）。因此，将选择向变压器初级绕组施加较低电压的电源拓扑——半桥拓扑。半桥施加的电压恰好是使用推挽式拓扑所施加电压的一半。此外，半桥好提供另一个简单的措施，通过使用隔直电容防止偏磁和磁通泄漏。此外，半桥简化了变压器的设计。在初级侧，只需要标准单绕组，而推挽式变压器则需要分接式绕组。半桥的单绕组时间利用率为100%。相反，推挽式初级绕组两个部分的时间利用率只有50%。

如图1所示，本实施例图1展示了如何将U1 TPS60402的内部电路用于驱动半桥变压器T1。第一开关(MOSFET) Q1 和TPS60402 的第二开关Q2 形成桥的一个桥臂（左桥臂）。第一开关Q1 和第二开关Q2 通过CFLY+ 引脚（开关节点Sw）驱动变压器T1 初级绕组的点端，并通过类似于方波的电压驱动隔直电容C2。两个MOSFET交替导通。每个MOSFET 在几乎50% 的周期T 内导通。该电路的基本操作可分为两个长度相同的主要时间间隔。表5 描述了每个时间间隔内，开关、二极管和变压器磁芯中磁偏移方向的状态。

两个时间间隔之间的短暂死区用于避免跨导，分别为第一开关Q1 和第二开关Q2 的直通。CFLY+ 引脚的电压电平在0V(GND) 和VIN 之间翻转。第三开关Q3、第四开关Q4、CFLY (C1) 和第七电容C7 补充第一开关Q1 和第二开关Q2，以最终形成反相电荷泵电路，这是TPS60402 器件的常规用法。第三开关Q3、第四开关Q4、CFLY (C1) 和第七电容C7 无需驱动半桥变压器，但需要满足TPS60402 的标准操作条件。TPS60402 器件要求在其输出引脚上具有负电压，在器件的典型应用中，这需要连接至器件的电路完整。但是，电容已经是最小值，最终导致器件U1 输出引脚上的输出电压纹波增加。这种增加的波纹是可接受的，因为该电压是设计中未使用的负电压。第一电阻R1 与飞跨第一电容C1 串联，可显著降低浪涌电流和未使用负电压产生的持续操作损耗。电桥的另一桥臂由C9 和C10 构成，即保持变压器初级绕组非点端电压恒定为VIN / 2 的一种电容式分压器。

根据时间间隔和初级绕组产生的极性，次级绕组的电压也随之产生正负极性。因此，在每段时间间隔内，两二极管中仅有一个发生正向偏置，另一个反向偏置。正向偏置的二极管尖峰对次级绕组电压进行整流并对电容器（第三C3 和第八C8）进行充电，使其具备相应电压。

由于本实施例的主要目标是避免信号调节和数据传输应用中产生接地回路，因此可使用提供功能性隔离的变压器。

图1仅给出了隔离式DC/DC 转换器的简化电路原理图。电路板中实现的这一电路添加了下列附加组件并进行了微调，以简化测试并支持用户根据具体需求进行修改。

如图2所示，图2示出了本实施例的具体实施电路图，其中第四电阻R4 和第四电容C4 是缓冲电路的占位元件，在开关节点(SW) 处电压波形的峰值超出TPS60402 CFLY+ 引脚额定电压的情况下需要使用该电路。缓冲电路可针对电路中某节点降低其峰值、抑制可能产生的振铃效应并降低辐射噪声，但会以降低电源转换效率为代价。当前设计尚不需要这些元件。因此，尚未应用这些元件。如果需要使用这些元件，则应分别进行测试以评估缓冲电路的效率及其对DC/DC 转换器效率的影响。给定的值均为占位值，必须根据具体情况进行调整。选择第四电容C4 的值时，通常要确保与不含第四电容C4 的情况相比，开关节点的振铃频率可在第四电容C4 的作用下减半。第四电阻R4 必须短路（或使用0Ω 电阻）以找出合适的第四电容C4 值。如果已找到最合适的电容值并且第四电容C4 选用具有最佳电容值的电容，可更改第四电阻R4 值以获得降低振铃和效率最高之间的最佳折衷。必须将示波器探针（高阻抗、低电容）与可行的最短接地导线相连以此完成测试。第三插头J3 插头引脚可用作示波器探针在改良后的测试点和GND 连接，使用第三插头J3 插头引脚可通过Tip & Barrel 方式便捷地将探针与开关节点相连。探针与连接弹簧夹的标准接地线搭配使用时会拾取噪声，但以这种方式连接探针即可避免这一问题。

其中，第四插头J4、第五插头J5 及各自跳线：与两侧不需要多个或多抽头绕组的半桥变压器相比，本设计使用的变压器T1在初级侧和次级侧均配有两个独立绕组。两侧绕组串联，因此可视为单一绕组。变压器通过其双绕组结构提供简易方法来测试其他配置。这些配置包括绕组并联，或在一侧仅使用一个绕组，而另一侧使用两个绕组。该方法由第四插头J4 和第五插头J5 及各自跳线（默认连接每个插头的两个内部引脚）提供支持，两侧的两绕组选择串联方式。如有需要，可在串联制造过程中使用专用单绕组变压器。第四插头J4 和第五插头J5 也可用于测量变压器T1 初级和次级绕组两端的电压。在变压器配置发生变化时谨慎监测元件电压和电流，避免元件过载或变压器发生饱和。

第五电阻R5 和第七电阻R7 用于使电容分压器第九电容C9 和第十电容C10 保持平衡，从而抵消其可能存在的容差。第三电阻R3 (0Ω) 可使用铁氧体磁珠替代，以构成输出电压滤波器。由于开关频率较低，该替代方法无法滤除开关频率，而是滤除输出电压出现的尖峰。为避免意外产生噪声拾取，通过示波器探针测量输出电压时必须使用Tip & Barrel 方法。第二电阻R2 和FSW 输出的实现提供了通过示波器或万用表测量开关频率的简便方法。FSW 输出（第一插J1头的引脚6）通过10kΩ 第二电阻R2 与变压器T1 次级绕组实现去耦。该解耦操作削弱了频率测量对转换器效率和波形的影响。通过FSW 输出可进一步推导同步信号。该信号可用于由隔离式DC/DC 转换器供电的系统与转换器开关频率实现同步。

对本实施例的转化器进行测试，测试结果显示，基于肖特基二极管的设计效率明显更高。这种高效率在低温环境(–40°C)和低输入电压VIN = 3V条件下以全负载电流运行本设计时尤为明显，效率差异接近24%。在这些操作条件下，肖特基二极管较低的VF 与硅管VF 相比影响更大。另一方面，当完全施加输入电压并在最高温度和最低电流条件下操作时，VF 较低的优势将明显减弱。在此类条件下，肖特基二极管的反向电流损耗超出了硅管的损耗，导致在环境温度为85°C、负载电流为100μA、VIN 为5.2V 时，二者效率几乎相同。

本实施例可在零下40摄氏度至正85摄氏度的温度下工作，输入电压范围为3V 至5.2V，输出电流高达10mA。

在本说明书中所谈到的“一个实施例”、“另一个实施例”、 “实施例”等，指的是结合该实施例描述的具体特征、结构或者特点包括在本申请概括性描述的至少一个实施例中。在说明书中多个地方出现同种表述不是一定指的是同一个实施例。进一步来说，结合任一个实施例描述一个具体特征、结构或者特点时，所要主张的是结合其他实施例来实现这种特征、结构或者特点也落在本发明的范围内。

尽管这里参照发明的多个解释性实施例对本发明进行了描述，但是，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。更具体地说，在本申请公开权利要求的范围内，可以对主题组合布局的组成部件和/或布局进行多种变型和改进。除了对组成部件和/或布局进行的变型和改进外，对于本领域技术人员来说，其他的用途也将是明显的。