一种基于switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统的制作方法

本实用新型涉及一种电驱动系统，尤其是涉及一种基于switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统。

背景技术：

在传统的电驱动系统中，逆变器是电压型逆变器，存在如下不足：

(1)电压型逆变器母线电压为电池的输出电压，受到电池电压的限制，汽车在爬坡和加速过程中，在电量不足的情况下，会出现电压跌落，导致电机输出动力不足，为了改善蓄电池输出的软特性，在燃料电池汽车和电动商用车中通常在电池的输出端增加一级非隔离BOOST电路，BOOST电路将电压升高后，供给三相全桥逆变器驱动电机，带前级DC/DC逆变器是两级电路，系统整体经过两级变换后传输效率较低。

(2)传统电压型逆变器上下桥臂不能同时导通，需要增加死区时间，然而，死区时间的存在会使输出电压和电流出现畸变，加大系统的转矩脉动，增加了系统的电磁噪声，影响电驱系统的舒适性和可靠性。

Z源逆变器是一种新型单级电路拓扑，其基本原理是无需增加额外的开关器件替代传统的两级结构，仅通过引入直通状态来实现母线电压的提升，然而传统的Z源逆变器仍然存在如下问题亟待解决，例如电容电压应力较大，启动时冲击电流较大，电流断续问题以及轻载条件下的系统不稳定问题。

宽禁带半导体材料GaN具有禁带宽度大、饱和电子漂移速度高、临界击穿电场大和化学性质稳定等特点。因此基于GaN材料制造的电力电子器件具有通态电阻小、开关速度快、高耐压及耐高温性能好等特点。与SiC材料不同，GaN除了可以利用GaN材料制作器件外，还可以利用GaN所特有的异质结构制作高性能器件。宽禁带半导体在提高系统的效率、减小尺寸及提高功率密度方面有很大优势。由GaN构成的Z源逆变器及其衍生拓扑，可以进一步提高开关频率，提高系统效率和功率密度。

技术实现要素：

本实用新型的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统

本实用新型的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统，包括依次连接的直流电源、升压驱动变换器和电机，所述的升压驱动变换器为switch电感型准Z源逆变器，所述的switch电感型准Z源逆变器包括逆变器阻抗网络和全桥逆变器，所述的逆变器阻抗网络输入端连接直流电源，逆变器阻抗网络输出端连接全桥逆变器输入端，全桥逆变器输出端连接所述的电机。

所述的逆变器阻抗网络包括电感L₁、电感L₂、电感L₃，电容C₁、电容C₂、二极管D₇、二极管D₈、二极管D₉和二极管D₁₀，所述的电感L₁一端为逆变器阻抗网络输入端正极，该阻抗网络输入端正极连接直流电源正极，所述的电感L₁另一端连接二极管D₇阳极，二极管D₇阴极通过电感L₂连接二极管D₁₀阳极，二极管D₇阴极还连接至二极管D₈阳极，二极管D₈阴极通过电感L₃连接二极管D₁₀阴极，二极管D₉阳极连接二极管D₁₀阳极，二极管D₉阴极连接二极管D₈阴极，电容C₁正极连接二极管D₁₀阴极，电容C₁负极连接二极管D₇阳极，电容C₂正极连接二极管D₇阴极，二极管D₁₀阴极为逆变器阻抗网络输出端正极，电容C₂负极同时为逆变器阻抗网络输入端负极以及逆变器阻抗网络输出端负极，所述的逆变器阻抗网络输入端负极连接直流电源负极，所述的逆变器阻抗网络输出端正极和逆变器阻抗网络输出端负极连接至全桥逆变器输入端。

所述的电感L₁、电感L₂和电感L₃电感值大小相同，所述的电容C₁和电容C₂电容值大小相同。

所述的全桥逆变器为6个开关管组成的三相全桥逆变器，各开关管均反并联一个二极管，所述的6个开关管均为GaN宽禁带半导体开关管。

所述的电机为三相电机，所述的三相全桥逆变器输出端连接三相电机。

所述的电驱动系统还包括控制单元，所述的控制单元包括处理器、霍尔电流传感器、霍尔电压传感器和电机位置传感器，三相电机A相和B相分别连接一个霍尔电流传感器，所述的电容C₂连接有一个霍尔电压传感器，所述的电机位置传感器设置在三相电机上，所述的霍尔电流传感器、霍尔电压传感器和电机位置传感器均连接至控制单元，所述的控制单元连接三相全桥逆变器的6个开关管栅极。

所述的处理器为数字信号处理器。

与现有技术相比，本实用新型具有如下优点：

(1)switch电感型准Z源逆变器由逆变器阻抗网络和三相全桥逆变器串联而成，逆变器阻抗网络为电感电容网络，由于电感电容网络的存在，使得switch电感型逆变器具备相比传统Z源逆变器具有更高的升压比；

(2)逆变器阻抗网络采用电感和电容的组合，可以结合传统电压型逆变器和电流型逆变器的双重优点，当switch电感型准Z源逆变器工作于电压型逆变器模式时，由于前级电感网络的存在，switch电感型准Z源逆变器主电路可以承受短时间短路，该switch电感型准Z源逆变器成为boost型逆变器，达到升压目的，因此可以使得三相全桥逆变器工作于上下桥臂直通的状态，避免了传统电压型逆变器带来的死区效应，提高了逆变器的安全性和可靠性，在一定程度上抑制了电机的转矩脉动和降低了电机的电磁噪音，当Z源逆变器工作于电流型逆变器模式时，由于前级电容网络的存在，switch电感型准Z源逆变器主电路可以承受短时间开路，该逆变器成为buck型逆变器，达到降压目的，实现输出电压的可调；

(3)全桥逆变器中的开关管均为GaN宽禁带半导体开关管，可以进一步提高开关频率，提高系统效率和功率密度。

附图说明

图1为本实用新型电驱动系统的结构框图；

图2为本实用新型电驱动系统的电路结构示意图；

图3为三相全桥逆变器工作于有效矢量状态下的等效电路图；

图4为三相全桥逆变器工作于上下桥臂直通状态时的等效电路图。

其中，1为蓄电池模块，2为逆变器阻抗网络，3为全桥逆变器，4为电机，5为控制单元。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型进行详细说明。

实施例

如图1所示，一种基于switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统，包括依次连接的直流电源、升压驱动变换器和电机4，直流电源采用蓄电池模块1，升压驱动变换器为switch电感型准Z源逆变器，switch电感型准Z源逆变器包括逆变器阻抗网络2和全桥逆变器3，逆变器阻抗网络2输入端连接直流电源，逆变器阻抗网络2输出端连接全桥逆变器3输入端，全桥逆变器3输出端连接电机4。

具体的电路结构如图2所示，其中逆变器阻抗网络2包括电感L₁、电感L₂、电感L₃，电容C₁、电容C₂、二极管D₇、二极管D₈、二极管D₉和二极管D₁₀，电感L₁一端为逆变器阻抗网络2输入端正极，该阻抗网络输入端正极连接直流电源正极，电感L₁另一端连接二极管D₇阳极，二极管D₇阴极通过电感L₂连接二极管D₁₀阳极，二极管D₇阴极还连接至二极管D₈阳极，二极管D₈阴极通过电感L₃连接二极管D₁₀阴极，二极管D₉阳极连接二极管D₁₀阳极，二极管D₉阴极连接二极管D₈阴极，电容C₁正极连接二极管D₁₀阴极，电容C₁负极连接二极管D₇阳极，电容C₂正极连接二极管D₇阴极，二极管D₁₀阴极为逆变器阻抗网络2输出端正极，电容C₂负极同时为逆变器阻抗网络2输入端负极以及逆变器阻抗网络2输出端负极，逆变器阻抗网络2输入端负极连接直流电源负极，逆变器阻抗网络2输出端正极和逆变器阻抗网络2输出端负极连接至全桥逆变器3输入端。电感L₁、电感L₂和电感L₃电感值大小相同，电容C₁和电容C₂电容值大小相同。

全桥逆变器3为6个开关管组成的三相全桥逆变器，6个开关管为T₁～T₆，各开关管均反并联一个二极管，图中为D₁～D₆。6个开关管均为GaN宽禁带半导体开关管。GaN宽禁带半导体材料具有禁带宽度大、饱和电子漂移速度高、临界击穿电场大和化学性质稳定等特点，因此能进一步提高开关频率，提高系统效率和功率密度。电机4为三相电机，三相全桥逆变器输出端连接三相电机，电机4可以为永磁同步电机、异步电机或者直流无刷电机，本实施例中采用永磁同步电机。逆变器阻抗网络2采用电感和电容的组合，可以结合传统电压型逆变器和电流型逆变器的双重优点，当switch电感型准Z源逆变器工作于电压型逆变器模式时，由于前级电感网络的存在，switch电感型准Z源逆变器主电路可以承受短时间短路，该switch电感型准Z源逆变器成为boost型逆变器，达到升压目的，因此可以使得三相全桥逆变器工作于上下桥臂直通的状态，避免了传统电压型逆变器带来的死区效应，提高了逆变器的安全性和可靠性，在一定程度上抑制了电机4的转矩脉动和降低了电机4的电磁噪音，当Z源逆变器工作于电流型逆变器模式时，由于前级电容网络的存在，switch电感型准Z源逆变器主电路可以承受短时间开路，该逆变器成为buck型逆变器，达到降压目的，从而实现输出电压的可调。

另外该电驱动系统还包括控制单元5，控制单元5包括处理器、霍尔电流传感器、霍尔电压传感器和电机位置传感器，处理器为数字信号处理器，如DSP或FPGA等，三相电机A相和B相分别连接一个霍尔电流传感器，电容C₂连接有一个霍尔电压传感器，电机位置传感器设置在三相电机上，霍尔电流传感器、霍尔电压传感器和电机位置传感器均连接至控制单元5，控制单元5连接三相全桥逆变器的6个开关管栅极。电机位置传感器检测的角度信息经过微分得到电机4的电角速度，交轴电压和直轴电压的平方根值作为逆变器输出侧的模值，二者通过调制饱和度约束得到电容C₂电压的给定值，电容C₂电压参考值与电容电压值之差经过PI控制器，输出与限幅器相连，限幅器的输出得到直通占空比D。从而处理器输出6路PWM波实现对6个开关管的开通和关闭的控制。

控制单元5通过对开关管T₁～T₆的控制实现电机4的矢量调速方法，在对开关管T₁～T₆的控制时插入直通占空比可以实现对switch电感型准Z源逆变器的宽范围调压，switch电感型准Z源逆变器的升压原理具体实施方法如下：

图3表示三相全桥逆变器工作于有效矢量状态下的等效电路图，这里的有效工作状态为电机4的零矢量工作状态和合成电压矢量工作状态，记电容C₁和电容C₂的电压值记为V_c1和V_c2，电感L₁、电感L₂和电感L₃的电压值记为V_L1、V_L2和V_L3，蓄电池模块1输出的电压记为V_in，输入三相全桥逆变器输入端的电压记为V_PN，根据基尔霍夫定律存在下列关系：

图4表示三相全桥逆变器工作于上下桥臂直通状态时的等效电路图，直通状态是switch电感型准Z源逆变器升压的基础，是此类逆变器优于电压型逆变器的明显特点，根据基尔霍夫定律存在下列关系：

稳态条件下，假设控制周期为T_s，直通占空比为D，直通时间为D·T_s，有效电压矢量作用时间为(1-D)·T_s，根据电感L₂和电感L₃上伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可以得到：

(1-D)·(-V_c1-V_L3)+D·V_c2＝0 (3)

化简可以得到式(4)

稳态条件下，假设控制周期为T_s，直通占空比为D，直通时间为D·T_s，有效电压矢量作用时间为(1-D)·T_s，根据电感L₁伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可以得到：

(1-D)·(V_in-V_c2)+D·(V_in+V_c1)＝0 (5)

化简可以得到式(6)

从式子(6)中可以看出switch电感型准Z源逆变器的升压比准Z源逆变器高，电容电压应力较小。

本实施例中控制单元5采集的量为永磁同步电机A相电流和B相电流，电容C₂两端电压，永磁同步电机的角度信号，所采集的永磁同步电机A相电流和B相电流通过电流传感器，输出至数字信号处理器的模数转换器(AD)，所采集的电容C₂两端的电压通过电压传感器，输出至数字信号处理器的AD，所述的永磁同步电机旋转变压器输出的角度信号经过解码芯片得到位置信号，输出至数字信号处理器。永磁同步电机的控制方法采用矢量控制，给定信号为转矩信号，转矩信号经过MTPA(最大转矩电流比控制)得到永磁同步电机交直轴的电流给定值，所采集的A相电流和B相电流经过PARK变换和CLARK变换得到交直轴电流值，所述的直轴电流参考值与直轴电流值之差经过PI控制得到直轴电压，所述的交轴电流参考值与交轴电流之差经过PI得到交轴电压，交轴电压和直轴电压经过反CLARK变换转化为六路PWM1～PWM6控制信号。电容C₂电压的给定值是由永磁同步电机侧的控制量决定的，角度信息经过微分得到永磁同步电机的电角速度，所述的交轴电压和直轴电压的平方根值作为三相全桥逆变器输出侧的模值，二者通过调制饱和度约束得到电容电压的给定值。所述的直通占空比采用电容电压闭环控制，其特征在于，所述的永磁同步电机的交轴电压和直轴电压的平方根值根据饱和度的不同得到电容电压的参考值，所述的电容电压参考值与电容电压值之差经过PI控制器，输出与限幅器相连，限幅器的输出得到直通占空比D。这里的饱和度约束为式(7)所示，饱和度可以表征升压与调制的约束关系，分子表示三相全桥逆变器输出的永磁同步电机侧的电压，分母表示输入逆变器的电压，其中u_d表示传统矢量控制时直轴电流PI型控制器的输出，u_q表示传统矢量控制时交轴电流PI型控制器的输出，表示当m＜0.8时，不插入直通占空比，逆变器输入保证恒压模式，永磁同步电机采用传统SVPWM调制方法，当m≥0.8时，插入直通占空比，采用升压升速方式，永磁同步电机采用六段平均直通占空比插入的SVPWM调制方法。

从推导的公式(4)可以得出，本实用新型的的switch电感型准Z源逆变器的电驱动系统通过控制直通占空比D来实现电压的任意升降，突破了传统电压型逆变器的电压限制，由于直通占空比的加入，逆变器不存在死区时间，使得输出的电流电压畸变率减小，转矩脉动减小，电驱动系统的电磁噪声减小。