一种开关电感型混合准Z源逆变器的制作方法

本实用新型涉及电力电子电路技术领域，具体涉及一种开关电感型混合准Z源逆变器电路。

背景技术：

在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个电池串联起来达到所需的电压。这种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益变换器电路。近几年提出的Z源升压变换器是一种高增益变换器电路，但该电路具有较高的阻抗网络电容电压应力，电源电流不连续，输出与输入不共地，且电路启动时存在很大启动冲击电流问题，限制了该电路在实际中的应用。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，具体技术方案如下。

一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，包括电压源、开关电感单元、开关升压单元、准Z源单元、三相逆变桥、输出滤波电感、滤波电容和交流侧三相负载。所述开关电感单元由第一电感、第二电感、第四二极管、第五二极管和第六二极管构成；所述开关升压单元由第一电容、第一二极管、MOS管S和第二二极管构成；所述准Z源单元由第三电感、第二电容、第三电容和第三二极管构成。

上述一种开关电感型混合准Z源逆变器电路中，所述电压源的正极与第一电感的一端和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连接；所述第六二极管的阴极分别与第二电感的另一端、第一二极管的阳极和MOS管S的漏极连接；所述MOS管S的源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第三电容的负极和第三二极管的阳极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电容的正极分别与第三电感的另一端和三相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第二二极管的阴极、第二电容的的负极和三相逆变桥的负极性端连接。

与现有技术相比，本实用新型电路具有如下优点和技术效果：本实用新型电路输出电压增益更高，减小了逆变桥中开关器件的电压应力；对启动冲击电流具有很好的抑制作用，可靠性提高；且输出与输入共地，因而更适合应用于燃料电池发电和光伏发电等新能源发电技术领域。

附图说明

图1是本实用新型具体实施方式中的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路。

图2是图1所示一种开关电感型混合准Z源逆变器进行模态分析的简化等效电路。

图3a、图3b分别是图1所示一种开关电感型混合准Z源逆变器在其三相逆变桥直通时和非直通时的等效电路图。

图4a为本实用新型电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二级拓展的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图。

图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图。

图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较图。

图4d以V_i＝20V，直通占空比D＝0.2为例给出了本实用新型电路直流侧和交流侧相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

以上内容已经对本实用新型的技术方案作了详细说明，以下结合附图对本实用新型的具体实施作进一步描述。

参考图1，本实用新型所述的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，其包括电压源V_i、开关电感单元、开关升压单元、准Z源网络、三相逆变桥、输出滤波电感、滤波电容和三相对称负载。所述开关电感单元由第一电感L₁、第二电感L₂、第四二极管D₄、第五二极管D₅和第六二极管D₆构成；所述开关升压单元由第一电容C₁、第一二极管D₁、MOS管S和第二二极管D₂构成；所述准Z源网络由第三电感L₃、第二电容C₂、第三电容C₃和第三二极管D₃构成。当逆变桥直通(相当于S₁闭合)同时MOS管S导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均关断，第四二极管D₄和第六二极管D₆导通，三相逆变桥交流侧负载短路。第二电容C₂对第三电感L₃充电；所述电压源V_i与第一电容C₁和第三电容C₃一起对并联的第一电感L₁和第二电感L₂充电储能。当逆变桥非直通(相当于S₁关断)同时MOS管S关断时，逆变桥交流侧负载接入主电路。所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均导通，第四二极管D₄和第六二极管D₆关断。所述电压源V_i与第一电感L₁和第二电感L₂一起对并联的第一电容C₁和第二电容C₂充电储能，形成回路；第三电感L₃与第三电容C₃并联，形成回路；同时，电压源V_i与第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃一起通过三相逆变桥给交流侧负载供电。整个电路结构简单，具有较高的输出电压增益，输出与输入共地，且电路不存在启动电流冲击和开关管开通瞬间的电流冲击问题。

本实用新型电路的具体连接如下：所述电压源的正极与第一电感的一端和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连接；所述第六二极管的阴极分别与第二电感的另一端、第一二极管的阳极和MOS管S的漏极连接；所述MOS管S的源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第三电容的负极和第三二极管的阳极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电容的正极分别与第三电感的另一端和三相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第二二极管的阴极、第二电容的负极和三相逆变桥的负极性端连接。

图3a、图3b给出了本实用新型电路的工作过程图。图3a、图3b分别是逆变桥直通和非直通时段的等效电路图。图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

本实用新型的工作过程如下：

阶段1，如图3a：逆变桥直通(相当于S₁闭合)同时MOS管S导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均关断，第四二极管D₄和第六二极管D₆导通，三相逆变桥交流侧负载短路。电路形成两个回路，分别是：第二电容C₂对第三电感L₃充电，形成回路；电压源V_i与第一电容C₁和第三电容C₃一起对并联的第一电感L₁和第二电感L₂充电储能，形成回路。

阶段2，如图3b：逆变桥非直通(相当于S₁关断)同时MOS管S关断时，逆变桥交流侧负载接入主电路。所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅均导通，第四二极管D₄和第六二极管D₆关断。电路形成四个回路，分别是：所述电压源V_i与第一电感L₁和第二电感L₂一起对并联的第一电容C₁和第二电容C₂充电储能，形成回路；第三电感L₃与第三电容C₃并联，形成回路；同时，电压源V_i与第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃一起通过三相逆变桥给交流侧负载供电。

综上情况，当逆变桥直通时MOS管S导通，当逆变桥非直通时MOS管S关断。故设定逆变桥的直通占空比为D，则MOS管S的导通占空比同样为D，设定开关周期为T_s。并设定V_L1和V_L2和V_L3分别为第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃两端的电压，V_C1、V_C2和V_C3分别为第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的电压，V_S为MOS管S漏极与源极之间的电压，V_PN为逆变桥直流侧链电压。当逆变器进入稳态工作后，得出以下的电压关系推导过程。

阶段1：逆变桥直通(相当于S₁闭合)同时MOS管导通期间，对应的等效电路图3a所示，因此有如下公式：

V_L1on＝V_{L2_on}＝V_i+V_C1+V_C3 (1)

V_{L3_on}＝V_C2 (2)

V_S＝V_PN＝0 (3)

逆变桥的直通时间和MOS管S的导通时间为DT_s。

阶段2：逆变桥非直通(相当于S₁关断)同时MOS管S关断期间，对应的等效电路如图3b所示，因此有如下公式：

V_{L1_off}+V_{L2_off}＝V_i-V_C1 (4)

V_{L3_off}＝-V_C3 (5)

V_C1＝V_C2 (6)

V_S＝V_C1 (7)

V_PN＝V_C1+V_C3 (8)逆变桥非直通时间和MOS管S的关断时间为(1-D)T_s。

根据以上分析，对第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃分别运用电感伏秒数守恒原理，联立式(1)、式(2)、式(4)和式(5)可得：

V_i+(2D-1)V_C1+DV_C3＝(1-D)V_{L2_off} (9)

V_i+(2D-1)V_C1+DV_C3＝(1-D)V_{L1_off} (10)

DV_C2＝(1-D)V_C3(11)

因而，联立式(6)、式(7)、式(8)、式(9)、式(10)和式(11)可得出第一电容C₁的电压V_C1和第二电容C₂的电压V_C2电压源V_i之间的关系式为：

$V_{C1}=V_{C2}=\frac{(1-D)(1+D)}{1-4D+D^2}{V}_i---\left(12\right)$

第三电容C₃的电压V_C3与电源电压V_i的关系式为：

$V_{C3}=\frac{D(1+D)}{1-4D+D^2}{V}_i---\left(13\right)$

MOS管S两端的漏源极之间的电压为：

$V_S=V_{C1}=\frac{(1+D)(1-D)}{1-4D+D^2}{V}_i---\left(14\right)$

逆变桥直流侧链电压V_PN为：

$V_{PN}=\frac{1+D}{1-4D+D^2}{V}_i---\left(15\right)$

则本实用新型逆变器电路的升压因子(Boost Factor)B为：

$B=\frac{V_{PN}}{V_i}=\frac{1+D}{1-4D+D^2}---\left(16\right)$

对应的交流侧输出电压增益G为：

G＝MB＝(0～∞)(17)

如图4a所示为本实用新型电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二级拓展的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图；图中包括本实用新型电路的升压因子曲线，开关电感Z源逆变器的升压因子曲线，基于二极管二级拓展的准Z源逆变器的升压因子曲线，和传统Z源逆变器的升压因子曲线。由图可知，本实用新型电路在占空比D不超过0.26的情况下，升压因子B就可以达到很大，明显高于其他逆变器拓扑结构的升压因子，且本实用新型电路的占空比D不会超过0.26。

图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图，由图可知在具有相同的交流侧输出电压增益G的情况下，本实用新型电路比其他三种逆变器电路可以用到更大的调制系数M对逆变器进行调制，进而提高了逆变器的直流电压利用率，改善了交流侧输出电压波形的质量。

图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较，由图可知本实用新型电路逆变桥中开关器件的电压应力要比其他三种逆变器拓扑都要小，进而减小了使用开关器件的成本费用。

图4d以V_i＝20V，直通占空比D＝0.2为例给出了本实用新型电路直流侧和交流侧相关变量的仿真结果。D＝0.2时，升压因子B＝5，逆变桥直流链电压V_PN＝B*V_i＝100V，电容电压V_C1＝V_C3＝80V，V_C2＝20V，开关S两端的电压VS＝80V。此外，图4d中还给出了电感电流i_L1,i_L2和i_L3的波形，交流侧输出相电压V_phase和输出线电压V_line的波形，以及三相对称电阻负载两端电压V_RL的波形。

综上所述，本实用新型电路具有更高的输出电压增益，输出与输入共地，减小了逆变桥中开关器件的电压应力，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。