模块化多电平变流器上下桥臂功率不平衡控制方法与流程

本发明涉及一种MMC拓扑结构中子模块为有源模块的上下桥臂功率不平衡时的控制方法。

背景技术：

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)最早由德国的R.Marquardt等学者提出。该拓扑的桥臂采用了半桥子模块的级联结构，在避免了大量开关器件直接串联的同时，获得了多电平的输出特性。相对于常用的二极管中性点箝位型(Neutral Point Clamped，NPC)多电平换流器和飞跨电容(Flying Capacitor，FC)型多电平换流器而言，MMC具有以下优点：

(1)采用模块化结构，无须增加箝位二极管或飞跨电容器；

(2)单个子模块承受的电压相对较低且无须开关器件的直接串联；

(3)由于MMC输出电平数较多，因此可以在较低的开关频率下获得低谐波的输出特性，且开关损耗较小；

(4)具有模块化、冗余、易扩展的特点，适合高压大功率变流器应用。

近年来MMC已广泛应用与高压直流输电，海上风力发电并网等场合，子模块的拓扑结构也具有多样性，有半桥子模块(Half-Bridge Sub-Module，HBSM)、全桥子模块(Full-Bridge Sub-Module，FBSM)以及双箝位型子模块(Clamp-Double Sub-Module，CDSM)等等，并且有多种子模块的混合连接。随着MMC应用的快读发展，子模块端近年也由无源发展为有源，子模块端可以接风电、电动汽车、储能模块以及光伏模块等，子模块的有源端与子模块的连接处也有不同的方式，AC/DC，DC/DC，隔离或者非隔离等方式。

分布式发电与级联式多电平的结合既可以提高实现各个子模块单元的独立控制，在大型光伏并网发电系统中，光伏阵列的数量数以万计，最大限度地提高光伏阵列的太阳能利用率，让其尽可能工作在最大功率状态，将会大幅度提高光伏系统的发电效率，且多电平逆变器又可以实现多电平电压输出改善并网质量。

文献“Power Balance Control Scheme of Cascaded H-Bridge Multilevel Inverter for Grid-Connection Photovoltaic Systems”Fusheng Wang，Le Yang，Wang Mao，Yu Shineng and Xing Zhang.[C]2016IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference(IPEMC-ECCE Asia):pp1530-1545，22-26May 2016Hefei AnHui China(“级联H桥多电平光伏并网逆变器的功率不平衡控制策略”，2016年IEEE第8次国际电力电子与拖动控制会议，1530-1545页，2016年5月22-26，中国安徽合肥)与文献“Modular cascaded H-bridge multilevel PV inverter with distributed MPPT for grid-connected applications，”Bailu Xiao，Lijun Hang，Jun Mei，Cameron Riley，Leon M.Tolbert，and Burak Ozpineci，IEEE Trans.Ind.Appl.，vol.51，no.2，MARCH/APRIL 2015，pp1722-1731(“具有分布式MPPT功能的模块化级联H桥多电平光伏逆变器并网应用”，《IEEE学报-工业应用期刊》，2015年第51卷第2期1722-1731页)提出了级联H桥逆变器子模块带光伏电池板的分布式发电功率不平衡控制方法，核心思想均为三相交流电压中注入零序分量，保证三相交流电网电流对称输出，达到三相功率不均衡输出的目的，但是该拓扑结构，仅有子模块电池板侧到三相交流电网侧，没有公共的直流电网侧，不能参与直流电网的控制，与所提出三端控制不同。

文献“基于模块化多电平换流器的大型光伏并网系统仿真研究姚致清”，于飞，赵倩，等.[J].《中国电机工程学报》，2013，第33卷第36期：27-33页.基于MMC的光伏并网系统中将PV组件经过DC/DC变换器并联到各子模块中，但是，针对每一个PV组件都设置一套DC/DC来提高光伏系统的输出功率，成本上难以接受。

文献“Multi-objective Power Management Strategy for MMC-Based EV Fleet Integrated into Smart Grid”，Meiqin Mao，Tinghuan Tao，Yong Ding，Liuchen Chang，Nikos Hatziargyriou，[C]2016IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference(IPEMC-ECCE Asia):pp2863-2869，22-26May 2016Hefei AnHui China(“MMC-基于电动汽车组群集成并入微电网的多目标功率管理策略”，2016年IEEE第8次国际电力电子与拖动控制会议，2863-2869页，2016年5月22-26，中国安徽合肥)中采用MMC拓扑，桥臂子模块采用储能电池与全桥模块以及电动汽车与半桥模块的混合级联，但是文中仅介绍了同一桥臂侧子模块的充放电调制的策略，未涉及上下桥臂功率不平衡控制。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对基于MMC的变频器在与直流电网、三相交流电网连接的结构，且子模块直接并联有源模块不需DC/DC，提供了一种根据指令分配子模块功率、三相交流电网功率和直流电网功率，且在每相的上、下桥臂功率不平衡时通过在每相桥臂中根据上下桥臂的参考输出功率，分别注入相应的基频环流，以实现桥臂功率输出的方案，以便于实现子模块的独立功率输出，方法简单，易于工程实现。

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：

一种模块化多电平变流器上下桥臂功率不平衡控制方法，所述的模块化多电平变流器包括A、B、C三相，每相分为上桥臂和下桥臂，每个桥臂由N个带有光伏电池的子模块和一个电感L组成，将桥臂的第i个子模块记为SMi，i＝1，2，3···N，其中，N＞1，即所述的模块化多电平变流器每相含有2N个子模块；模块化多电平变流器系统含有连接直流电网的公共直流母线；每个子模块由一个半桥子模块、一个支撑电容CSM和一组光伏电池并联组成；每个子模块的输出电压为0V或光伏电池的电压；所述的半桥子模块结构由两个绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2和两个续流二极管D1、D2组成，绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2串联，VT1的发射极与VT2的集电极相接，续流二极管D1、D2分别反并联在各自相对应的绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2两端；绝缘栅双极型晶闸管VT1的集电极与支撑电容CSM和光伏电池的正极相接，绝缘栅双极型晶闸管VT2的发射极与支撑电容CSM和光伏电池的负极相接；

本控制方法包括电压和电流的采集，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，信号采集，包括：

三相交流电网的相电压uga,ugb,ugc；

三相6个桥臂电流，包括A相上桥臂电流ipa，A相下桥臂电流ina，B相上桥臂电流ipb，B相下桥臂电流inb，C相上桥臂电流ipc，C相下桥臂电流inc；

直流电网电压Udc即直流母线电压；

所有子模块电容电压也就是其所接光伏电池的输出电压，包括A相上桥臂第i个子模块电压usmapi，A相下桥臂第i个子模块电压usmani，B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi，B相下桥臂第i个子模块电压usmbni，C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi，C相下桥臂第i个子模块电压usmcni；

所有子模块中光伏电池的输出电流，包括A相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvapi，A相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvani，B相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvbpi，B相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvbni，C相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvcpi，C相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvcni；

流入电网的三相电流iga,igb,igc分别由iga＝ipa-ina,igb＝ipb-inb,igc＝ipc-inc得到；三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc分别由式得到；

步骤2，通过模块化多电平变流器6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令分别求出6个桥臂的平均输出功率指令并通过该6个桥臂的平均输出功率指令，求出A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令和三相所有子模块的总平均输出功率值指令具体步骤如下：

步骤2.1，求6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令其过程为：

将采集到的A相上桥臂第i个子模块电压usmapi与光伏电池的输出电流ipvapi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的A相上桥臂第i个子模块电压usmapi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmapiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmapiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的A相下桥臂第i个子模块电压usmani与光伏电池的输出电流ipvani送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的A相下桥臂第i个子模块电压usmani经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmaniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmaniL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi与光伏电池的输出电流ipvbpi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmbpiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmbpiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的B相下桥臂第i个子模块电压usmbni与光伏电池的输出电流ipvbni送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的B相下桥臂第i个子模块电压usmbni经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmbniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmbniL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi与光伏电池的输出电流ipvcpi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmcpiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmcpiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的C相下桥臂第i个子模块电压usmcni与光伏电池的输出电流ipvcni送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的C相下桥臂第i个子模块电压usmcni经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmcniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmcniL相乘得到子模块平均输出功率指令

其计算式分别为：

A相上桥臂第i个子模块电压平均值usmapiL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

A相下桥臂第i个子模块电压平均值usmaniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

B相上桥臂第i个子模块电压平均值usmbpiL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

B相下桥臂第i个子模块电压平均值usmbniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

C相上桥臂第i个子模块电压平均值usmcpiL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

C相下桥臂第i个子模块电压平均值usmcniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

式中的h为陷波器需要滤除的谐波次数、ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率、Q为陷波器的品质因数、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、为对所有数值下标“h”涉及到的方程式进行求积，Kup为比例控制系数、Kui为积分控制系数；

步骤2.2，通过步骤2.1得到的6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令分别求出6个桥臂的平均输出功率指令

步骤2.3，通过步骤2.2得到的6个桥臂的平均输出功率指令，求出A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令和三相所有子模块的总平均输出功率值指令

步骤3，能量分配控制；

根据系统调配指令获取直流电网输出功率指令和三相交流电网有功输出功率指令进而获取三相交流电网有功电流id的指令值和三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0的指令值所述的三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0为三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc的零序分量；

设三相交流电网电压uga,ugb,ugc,和三相交流电网电流iga,igb,igc,分别为：

式中，Um,Im分别为三相交流电网电压和电流的峰值，为三相交流电网功率因数；

设iq为无功电流，为iq的参考值，令电网有功电流id的指令值获取方式为：

三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0的指令值的获取方式为：

式中，分别为A、B、C三相桥臂从直流侧吸收的功率指令值，式中0≤α≤1，α由系统调度指令得到；

令三相功率对称，即A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令相等，则三相桥臂零序环流的指令值通过下式获得：

式中，

步骤4，根据上下桥臂功率差值获取三相桥臂基频环流idiffa1,idiffb1,idiffc1的指令值所述的三相桥臂基频环流idiffa1,idiffb1,idiffc1为三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc的基频分量；为使idiffa1,idiffb1,idiffc1环流幅值最小，令三相桥臂基频环流指令值的参考相位与三相交流电网相电压uga,ugb,ugc,一致，因此，三相桥臂基频环流的指令值的峰值获取方式为：

则对应步骤3所述三相交流电网相电压uga,ugb,ugc,的三相桥臂基频环流指令值为：

当为负时，表示电流方向与uga,ugb,ugc,相反；

步骤5，三相交流电网的功率控制；

步骤5.1，对步骤3中得到的三相交流电网电流iga,igb,igc,进行跟踪控制，具体的，先根据步骤1中采集得到的三相交流电网电压uga,ugb,ugc，经软件锁相环PLL得到三相交流电网电压的dq分量ugd,ugq和相角θg，然后令三相交流电网对称时Um＝ugd,ugq＝0，再将得到的iga,igb,igc经abc/dq坐标变换得到基于三相交流电网相角θg定向的三相交流电网电流iga,igb,igc的dq分量id,iq；

步骤5.2，根据步骤3得到的有功电流指令值以及系统无功指令值与id,iq作差后经PI控制方程式得到三相电感电压的dq分量，其方程式为：

上式中的Kp为比例控制系数、Ki为积分控制系数；

步骤5.3，先将步骤5.2得到的udl,uql经dq/abc坐标变换得到基于电网相角θg定向的三相交流电感电压的ual,ubl,ucl，再将三相交流电感电压ual,ubl,ucl与三相交流电网电压uga,ugb,ugc分别相加得到三相交流输出电压参考值

步骤6，桥臂环流的控制；

三相桥臂环流指令值由步骤3所述的三相桥臂零序环流指令值与步骤4所述的三相桥臂基频环流指令值组成：

所述环流指令值与步骤1所述的三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc作差后经PI控制方程式得到A、B、C三相的桥臂电感电压参考值，其计算式为：

式中的Kip为比例控制系数、Kii为积分控制系数；

步骤7，根据权利要求5得到的三相交流输出电压参考值步骤6中得到的桥臂电感电压参考值和步骤1中采样得到的直流电压Udc生成6个桥臂的调制波：

先得到6个桥臂输出电压参考值，其表达式为：

然后得6个桥臂调制波，其表达式为：

6个桥臂调制波与各桥臂子模块的载波信号分别比较，得到每个子模块的PWM开关信号，在所述载波分配调制策略中采用按如下载波移相方式产生三角载波信号：

设定每相上桥臂N个子模块对应的三角载波信号依次对应CP1，CP2，CP3，…，CPN，相邻的三角载波间隔相位为1/N，每相下桥臂N个子模块对应的三角载波信号依次对应CN1，CN2，CN3，…，CNN，相邻的三角载波间隔1/N，下桥臂与上桥臂的对应相同序号的三角波信号间隔1/(2N)，所有三角载波信号的峰值均为1，幅值为0～1，变流器的三相输出电压可达2N+1电平；

各桥臂的调制波与对应桥臂子模块的三角载波信号比较，当调制波大于等于三角载波时，对应子模块的PWM信号为1，令该子模块绝缘栅双极型晶闸管VT1导通，绝缘栅双极型晶闸管VT2关闭，此时该子模块输出电压为光伏电池的电压；当调制波小于三角载波时，对应子模块的PWM信号为0，令该子模块的绝缘栅双极型晶闸管VT1关闭，绝缘栅双极型晶闸管VT2导通，此时该子模块输出电压为0。

本发明相对于现有技术的有益效果是：

1、所用的MMC拓扑中，MMC变换器既与三相交流电网连接，又与直流电网连接，且子模块并联光伏电池板，方案中根据功率指令通过控制实现三者间的功率转换；

2、子模块并联光伏电池板可以不需要DC/DC，节约成本；

3、控制方案中，在每相桥臂中，根据上、下桥臂的参考输出功率，通过分别注入相应的基频环流，达到上、下桥臂功率不平衡输出的目的。

附图说明

图1是MMC系统拓扑图。

图2是MMC子模块拓扑图。

图3是系统控制顶层功率控制结构图。

图4是控制系统A相上桥臂第一个子模块为例的子模块功率获取图

图5是控制系统底层功率控制结构图。

图6是光伏电池板电流-电压(I-V)曲线和电流和功率电压(P-V)曲线图。

图7是仿真波形1——子模块电压与桥臂功率波形。

图8是仿真波形2——桥臂环流波形。

图9是仿真波形3——三端功率波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。

一种模块化多电平变流器上下桥臂功率不平衡控制方法，所述的模块化多电平变流器包括ABC三相，每相分为上桥臂和下桥臂，每个桥臂由N个带有光伏电池的子模块和一个电感L组成，将桥臂的第i个子模块记为SMi，i＝1，2，3···N，其中，N＞1，即所述的模块化多电平变流器每相含有2N个子模块；所述模块化多电平变流器系统含有公共直流母线，连接直流电网；每个子模块由一个半桥子模块、一个支撑电容CSM和一组光伏电池并联组成；每个子模块的输出电压为0V或光伏电池的电压；所述的半桥子模块结构由两个绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2和两个续流二极管D1、D2组成，绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2串联，VT1的发射极与VT2的集电极相接，续流二极管D1、D2分别反并联在各自相对应的绝缘栅双极型晶闸管VT1和VT2两端；绝缘栅双极型晶闸管VT1的集电极与支撑电容和光伏电池的正极相接，绝缘栅双极型晶闸管VT2的发射极与支撑电容和光伏电池的负极相接。

本发明所采用的拓扑结构如图1所示，控制结构如图2所示，本实施例的有关参数设置如下：直流母线电压Udc＝200V，三相交流电网相电压峰值为Um＝80V，频率50Hz，即ω＝314.159rad/s，桥臂6个独立电感为L＝1mH，子模块电容Csm＝21.41mF。MMC拓扑，每个桥臂4个子模块，即N＝4，载波移相中的三角波频率fc＝2KHz，采样和控制频率频率均为fs＝4KHz。

本发明的控制原理图如图3、图4和图5所示，本控制方法包括电压和电流的采集，包括以下步骤：

步骤1，先采集的电压和电流信号，包括三相交流电网的相电压uga,ugb,ugc、6个桥臂电流包括A相上桥臂电流ipa，A相下桥臂电流ina，B相上桥臂电流ipb，B相下桥臂电流inb，B相上桥臂电流ipc，C相下桥臂电流inc、直流电网电压Udc即直流母线电压，以及所有子模块电容电压也就是其所接光伏电池的输出电压，其中A相上桥臂第i个子模块电压usmapi，A相下桥臂第i个子模块电压usmani，B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi，B相下桥臂第i个子模块电压usmbni，C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi，C相下桥臂第i个子模块电压usmcni，采集所有子模块中光伏电池的输出电流，其中A相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvapi，A相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvani，B相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvbpi，B相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvbni，C相上桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvcpi，C相下桥臂第i个子模块的光伏电池的输出电流ipvcni，其中i＝1～N；流入电网的三相电流iga,igb,igc分别由iga＝ipa-ina,igb＝ipb-inb,igc＝ipc-inc得到；三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc分别由式得到。

步骤2，通过模块化多电平变流器6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令分别求出6个桥臂的平均输出功率指令并通过该6个桥臂的平均输出功率指令，求出A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令和三相所有子模块的总平均输出功率值指令具体步骤如下：

步骤2.1，求6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令其过程为：

将采集到的A相上桥臂第i个子模块电压usmapi与光伏电池的输出电流ipvapi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的A相上桥臂第i个子模块电压usmapi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmapiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmapiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的A相下桥臂第i个子模块电压usmani与光伏电池的输出电流ipvani送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的A相下桥臂第i个子模块电压usmani经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmaniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmaniL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi与光伏电池的输出电流ipvbpi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的B相上桥臂第i个子模块电压usmbpi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmbpiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmbpiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的B相下桥臂第i个子模块电压usmbni与光伏电池的输出电流ipvbni送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的B相下桥臂第i个子模块电压usmbni经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmbniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmbniL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi与光伏电池的输出电流ipvcpi送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的C相上桥臂第i个子模块电压usmcpi经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmcpiL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmcpiL相乘得到子模块平均输出功率指令

将采集到的C相下桥臂第i个子模块电压usmcni与光伏电池的输出电流ipvcni送到其最大功率点跟踪控制器即MPPT控制器并输出子模块电压指令将采集到的C相下桥臂第i个子模块电压usmcni经过陷波器和一阶低通滤波器，得到处理后的子模块电压平均值usmcniL，与子模块电压指令的差值经PI调节器得到的值作为该子模块的参考输出电流值再与usmcniL相乘得到子模块平均输出功率指令

其计算式分别为：

A相上桥臂第i个子模块电压平均值usmapiL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

A相下桥臂第i个子模块电压平均值usmaniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

B相上桥臂第i个子模块电压平均值usmbpiL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

B相下桥臂第i个子模块电压平均值usmbniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

C相上桥臂第i个子模块电压平均值usmcniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

C相下桥臂第i个子模块电压平均值usmcniL、参考输出电流值与平均输出功率指令的计算式为：

式中的h为陷波器需要滤除的谐波次数、ωh为陷波器需要滤除的谐波角频率、Q为陷波器的品质因数、τ为一阶低通滤波器的时间常数、s为拉普拉斯算子、为对所有数值下标“h”涉及到的方程式进行求积，Kup为比例控制系数、Kui为积分控制系数。

在本实施例中，考虑主要滤除的谐波次数为2次和4次谐波，因此选取h＝2,4，此时ωh＝628.3186rad/s,1256.637rad/s。一阶低通滤波器主要考虑滤除较高次谐波，且不影响动态响应，子模块电压环的速度可以较慢，本实施例取值τ＝5e^-3s。品质因数Q主要考虑陷波器的滤波效果，在本实施例中，选取Q＝0.5，Kup＝1.2，Kui＝24。

步骤2.2，通过步骤2.1得到的6个桥臂的各子模块的平均输出功率指令分别求出6个桥臂的平均输出功率指令

步骤2.3通过步骤2.2得到的6个桥臂的平均输出功率指令，求出A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令和三相所有子模块的总平均输出功率值指令

步骤3，能量分配控制。

根据系统调配指令获取直流电网输出功率指令和三相交流电网有功输出功率指令进而获取三相交流电网有功电流id的指令值和三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0的指令值所述的三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0为三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc的零序分量。

设三相交流电网电压uga,ugb,ugc,和三相交流电网电流iga,igb,igc,分别为：

式中，Um,Im分别为三相交流电网电压和电流的峰值，为三相交流电网功率因数。

设iq为无功电流，为iq的参考值，令电网有功电流id的指令值获取方式为：

三相桥臂零序环流idiffa0,idiffb0,idiffc0的指令值的获取方式为：

式中，分别为A、B、C三相桥臂从直流侧吸收的功率指令值，式中0≤α≤1，α由系统调度指令得到。

令三相功率对称，即A、B、C三相各自的子模块总平均输出功率指令相等，则三相桥臂零序环流的指令值通过下式获得：

式中，

本例中，系统调配指令为将电池板能量全部输出至三相交流电网，稳态无直流功率输出至直流电网，即α＝0，

步骤4，根据上下桥臂功率差值获取三相桥臂基频环流idiffa1,idiffb1,idiffc1的指令值所述的三相桥臂基频环流idiffa1,idiffb1,idiffc1为三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc的基频分量；为使idiffa1,idiffb1,idiffc1环流幅值最小，令三相桥臂基频环流指令值的参考相位与三相交流电网相电压uga,ugb,ugc,一致，因此，三相桥臂基频环流的指令值的峰值获取方式为：

则对应步骤3所述三相交流电网相电压uga,ugb,ugc,的三相桥臂基频环流指令值为：

当为负时，表示电流方向与uga,ugb,ugc,相反。

步骤5，三相交流电网的功率控制。

步骤5.1，对步骤3中得到的三相交流电网电流iga,igb,igc,进行跟踪控制，具体的，先根据步骤1中采集得到的三相交流电网电压uga,ugb,ugc，经软件锁相环PLL得到三相交流电网电压的dq分量ugd,ugq和相角θg，然后令三相交流电网对称时Um＝ugd,ugq＝0，再将得到的iga,igb,igc经abc/dq坐标变换得到基于三相交流电网相角θg定向的三相交流电网电流iga,igb,igc的dq分量id,iq。

步骤5.2，根据步骤3得到的有功电流指令值以及系统无功指令值与id,iq作差后经PI控制方程式得到三相电感电压的dq分量，其方程式为：

上式中的Kp为比例控制系数、Ki为积分控制系数，本例中系统无功指令值Kp＝2.7，Ki＝900。

步骤5.3，先将步骤5.2得到的udl,uql经dq/abc坐标变换得到基于电网相角θg定向的三相交流电感电压的ual,ubl,ucl，再将三相交流电感电压ual,ubl,ucl与三相交流电网电压uga,ugb,ugc分别相加得到三相交流输出电压参考值

步骤6，桥臂环流的控制。

三相桥臂环流指令值由步骤3所述的三相桥臂零序环流指令值与步骤4所述的三相桥臂基频环流指令值组成：

所述环流指令值与步骤1所述的三相桥臂环流idiffa,idiffb,idiffc作差后经PI控制方程式得到A、B、C三相的桥臂电感电压参考值，其计算式为：

式中的Kip为比例控制系数、Kii为积分控制系数，本案例中Kip＝20，Kii＝10。

步骤7，根据权利要求5得到的三相交流输出电压参考值步骤6中得到的桥臂电感电压参考值和步骤1中采样得到的直流电压Udc生成6个桥臂的调制波：

先得到6个桥臂输出电压参考值，其表达式为：

然后得6个桥臂调制波，其表达式为：

6个桥臂调制波与各桥臂子模块的载波信号分别比较，得到每个子模块的PWM开关信号，在所述载波分配调制策略中采用按如下载波移相方式产生三角载波信号：

设定每相上桥臂N个子模块对应的三角载波信号依次对应CP1，CP2，CP3，…，CPN，相邻的三角载波间隔相位为1/N，每相下桥臂N个子模块对应的三角载波信号依次对应CN1，CN2，CN3，…，CNN，相邻的三角载波间隔1/N，下桥臂与上桥臂的对应相同序号的三角波信号间隔1/(2N)，所有三角载波信号的峰值均为1，幅值为0-1，变流器的三相输出电压可达2N+1电平；

各桥臂的调制波与对应桥臂子模块的三角载波信号比较，当调制波大于等于三角载波时，对应子模块的PWM信号为1，令该子模块绝缘栅双极型晶闸管VT1导通，绝缘栅双极型晶闸管VT2关闭，此时该子模块输出电压为光伏电池的电压；当调制波小于三角载波时，对应子模块的PWM信号为0，令该子模块的绝缘栅双极型晶闸管VT1关闭，绝缘栅双极型晶闸管VT2导通，此时该子模块输出电压为0。

本例在matlab2014环境下进行仿真，每个子模块带1块型号为SunPower SPR-305-WHT的光伏电池板，其光伏曲线如图6、7所示，图6为不同光照强度下的电流-电压(I-V)输出曲线，图7为不同光照条件下的功率-电压(P-V)曲线，仿真采用光照500W/m2和350W/m2进行仿真，最大功率点分别约49V和47V，最大功率点改变时，仿真省略最大功率点跟踪过程，直接在最大光照改变时，改变相应子模块的指令电压；

仿真时始终加入上下桥臂功率不平衡控制，初始时，所有电池板光照强度为500W/m²，子模块的参考电压给定为49V，0.4s时，A、B、C三相的上桥臂所有电池板光照强度变换350W/m²，对应子模块的参考电压阶跃为47V；

本例的仿真结果如图7所示，如图7，从上到下依次，第1副图为A相上桥臂四个子模块的实际电压usmap1，usmap2，usmap3，usmap4的波形，简称usmap1～4，第2副图为A相下桥臂四个子模块的实际电压usman1，usman2，usman3，usman4的波形，简称usman1～4，第3副图为A相上桥臂实际输出功率Pap，第4副图为A相下桥臂实际输出功率Pan，Pap、Pan分别表示了A相上、下桥臂电池板的输出功率，获取公式为：

同样方法可以获得B相和C相桥臂的电池板输出功率Pbp、Pbn、Pcp、Pcn；

由图7可以看出，当0.4s光伏电池板光照发生变化时，相应子模块电压指令发生变化，通过本发明所提上下桥臂功率不平衡控制方法，相应子模块电压能快速跟随指令变化，可以实现上下桥臂跟踪不同功率指令，有利于光伏电池板最大功率点的跟踪；

图8为上下桥臂功率不平衡控制，稳态时的三相桥臂环流的波形，可以看出，桥臂环流频率与电网频率一致，为50Hz，三相的上下桥臂不平衡情况一致时，桥臂环流的相位也是依次差120°；

图9反映了MMC变流器的能量分配情况，也就是功率分配情况，即光伏电池板、直流电网以及三相交流电网三者按照调配指令进行功率输出，本例中调配指令为，光伏电池板功率完全输出至三相交流电网，同时图9也反映光伏电池板最大功率点发生变化时，上述三端功率的变化情况，图9从上到下依次为：电池板的总输出功率Ppv＝Pap+Pan+Pbp+Pbn+Pcp+Pcn，直流电网的实际输出功率，Pdc＝Udc·Idc，三相交流电网的实际有功输出功率Pdac＝3id·Um/2，可以看出，所提方案可以按照既定调配指令进行功率分配，且在电池板最大功率点发生变化时，也能快速响应，电池板的最大功率点跟踪速度一般为200ms～1s，速度要求较低。

综上，通过实际案例验证了本发明专利的有效性，可以根据功率指令进行三端功率控制，并且上下桥臂功率不平衡可以通过注入桥臂基频环流进行控制，使上下桥臂可以进行差异化的功率输出。