光储交直流微网中的并离网无缝切换策略的制作方法

本发明涉及微网中并/离网切换策略，属于微网新能源能量管理领域。

背景技术：

国家大力发展新能源，因此分布式新能源的研究与应用具有广阔的前景。而将新能源能量转化为电力是人类利用新能源的典型途径，因此光伏发电的研究一直被关注。随着分布式能源渗透率的提高与大功率储能的应用，交直流微网技术得到发展。交直流微网相比传统配电网，其在交流母线的基础上，通过电力电子装置专设直流母线，使得光伏、储能、电动汽车等新型源荷更方便地接入电网。供电可靠性要求光储交直流微网供电方案希望光储供电系统在大电网发生故障时不再是停止运行而是拥有一定的独立供电的能力。因此光储交直流微网具有并网工作模式与离网工作模式。而传统并网模式与离网模式间的切换会引起冲击，导致交直流母线电压波动。如何实现交直流微网并离网无缝切换是亟待解决的问题。

并网运行时并网开关指令为1时，此时电压外环处于开环状态，因为双向直流变换器以及双向逆变器电压外环采用传统PI调节器，其输出达到饱和；当系统转向离网运行时，PI调节器输出其动态调节时间较长，超调量也较大，所以内环电流标准值发生波动，从而影响交直流母线电压的稳定。

技术实现要素：

发明目的：为解决传统PI控制进行方式切换存在的问题，本文提出一种改进型的电压调节器，应用于双向直流变换器电压环和双向逆变器，在并/离网模式切换时，通过重置电压外环的输出值，从而减小各电压环输出超调量和调节时间。

技术方案：本发明提出了一种光储交直流微网中的并/离网无缝切换方法，在光储交直流微网系统并/离网模式切换时，采用改进的电压外环调节器重置电压外环的输出值，根据切换前后的两种状态的内环参考值的差值判断电压环在离网到并网过程或并网到离网过程需要补偿，整定补偿值使电压环输出值与切换后稳态输出值相等。

进一步的，系统孤岛运行时，系统交流母线以角频率ω_n运行，当系统将要并网且逆变器的输出电压与大电网存在相位差时，进行预同步，交流母线以角频率ωn+Δω运行：

Δω＝K_p*(θ_g-θ_inv)

其中，Δω为时变变量，K_p为比例系数，θ_g交流母线电压相位角，θ_inv为逆变输出电压相位角；当逆变器的输出电压与大电网相位相差值小于阈值时，系统进行并网操作，逆变器的输出电压以相位角θ_g运行，光储交直流微网系统再进行并离网的切换。

进一步的，在状态切换器输出值之后增加限幅器以保证预同步过程中频率处于一定的范围内。

进一步的，电压外环调节器包括上半部分电流环和下半部分电压环，开关指令Ctrl为1时，上半部分闭环传递函数看成1，闭环输出和输入近似看成相等，下半部分闭环传递函数看成0，输出为0；开关指令Ctrl为0时，上半部分输出为0，下半部分直接看成是PI控制，两者相加后输出仍然为PI控制。

进一步的，上半部分闭环传递函数为下半部分闭环传递函数为传递函数中的k为放大系数，k_p、k_i为PI控制器的比例系数和微分系数。

进一步的，设i_c^*是通过计算进行提前设定的补偿量，当ctrl信号为1时，即系统工作在并网模式，改进电压环输出值i_dref为：

其中为并网时的电流参考值

当ctrl信号为0时，即系统工作在离网模式，改进电压环输出值i_dref为：

其中，K_p、K_i为PI控制的比例系数和微分系数，U_ref为输入的参考电压，U为输出电压；当ctrl信号从1切换到0瞬间，系统从并网模式切换到离网模式，改进电压环输出值i_dref为：

进一步的，储能离网电压外环、逆变器并网电压外环和逆变器离网电压外环均采用改进的电压外环调节器重置电压外环输出值，补偿量i_c^*对应逆变器并网外环补偿的需求i_cinv^*、储能离网电压外环补偿的需求i_cbat^*、逆变器离网电压外环d轴补偿的需求i_cd^*、以及逆变器离网电压外环q轴补偿的需求i_cq^*。

进一步的，并网开关指令由0到1时，离网切换到并网，假设切换前光伏出力、交直流负荷功率不变，并网后逆变器输出功率P_inv为：

P_inv＝P_pv-P_{bat_ref}-P_{dc_load}

其中，P_pv为光伏出力，P_{bat_ref}为并网时储能出力，P_{dc_load}为直流负载功率；采用改进型外环，逆变器并网外环需补偿的需求i_cinv^*为：

其中，E_d为交流母线电压d轴值；

并网开关指令由1到0时，并网切换到离网，由功率平衡原理可得，离网后储能输出功率P_bat为：

P_bat＝P_pv-P_inv-P_{dc_load}

离网后逆变器输出功率P_inv为：

P_inv＝P_{ac_load}

采用改进型外环对传统外环进行修正，储能离网电压外环补偿的需求i_cbat^*为：

逆变器离网电压外环d轴与q轴补偿的需求i_cd^*和i_cq^*为：

上式中，P_{ac_load}为交流负载有功功率，Q_{ac_load}为交流负载有功功率，E_bat为储能电压；V_{gref_d}、V_{gref_q}为参考电压d轴q轴分量，V_{g_d}、V_{g_d}为逆变器输出电压V_g的d轴q轴分量，i_Lα、i_Lβ为负载电流i_L的α轴、β轴分量。

进一步的，当系统转到离网运行时，通过积分器的累积功能，系统交流母线仍然以相位角θ_g运行。

有益效果：本发明能够保障并离网时电压相位的平滑性；减少并离网切换过程中的交直流母线电压振荡。

附图说明

图1为预同步框图；

图2为改进电压环结构；

图3为光储交直流微网结构；

图4为双向直流变换器控制方式；

图5为双向交直变流器控制方式；

图6为改进前切换过程中(a)直流母线电压(b)交流母线电压幅值；

图7为改进前切换过程中(a)双向直流变换器电压环输出(b)双向逆变器电压环输出；

图8为改进后切换过程中(a)直流母线电压(b)交流母线电压幅值；

图9为改进后切换过程中(a)双向直流变换器电压环输出(b)双向逆变器电压环输出。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明以光储交直流混合微网作为对象，其系统结构如图3所示。交直流微网系统由光伏阵列，DC-DC变换器，双向DC-DC变换器，储能电池，双向交直变流器以及配电网组成。光伏阵列和储能设备分别通过DC-DC变换器和双向DC-DC变换器接到直流母线上，直流母线和交流母线之间通过双向DC-AC变换器相连接。交流大电网和交流负载都接到交流母线上。系统运行在并网模式，配电网作为微网直流母线电压支撑。系统运行在离网模式，储能作为微网交直流母线电压支撑。对于光伏阵列控制模式，光伏阵列输出电压较低，需要选择升压变换器以实现升压功能以接入直流母线与最大功率跟踪(mppt)功能。

预同步开始后，设定交流母线在原本的角频率之上增加一个突变的时变量，从而改变交流母线的频率，为了保证预同步过程中频率在一定的范围内，通常会增加限幅器。当交流母线相位与大电网相位相差不大时，系统进行并网操作。当系统转到离网运行时，由于积分器的累积功能，系统交流母线仍然以接近的相位角运行。该与同步算法为逆变器提供相位基准，保证系统在并/离网模式切换下电压相位的连续性。

在微网系统并离网切换时重置电压环输出需求，判断电压环是在离网到并网过程还是在并网到离网过程需要补偿，整定补偿值，使电压环输出值与切换后稳态输出值相等，从而减小输出超调量与调节时间。

图1为预同步框图，当系统孤岛运行时，Set＝0，此时系统交流母线以角频率ω_n运行，当系统将要并网，存在相位差时，Set＝1，预同步开始，此时：

Δω＝K_p*(θ_g-θ_inv)

其中K_p为比例系数，θ_g交流母线电压相位角，θ_inv为逆变输出电压相位角。交流母线以角频率ω_n+Δω运行，因为Δω是时变变量，所以交流母线频率会发生变化，为保证预同步过程中频率在一定的范围内，通常会增加限幅器。当交流母线相位与大电网相位相差值小于阈值时，系统进行并网操作，Set＝0，系统交流母线以接近的相位角θ_g运行。

离网运行时set＝0,并网时需要经过从离网set＝0到预同步set＝1再到并网set＝0的过程。这种预同步算法为逆变器提供相位基准，保证系统在并/离网模式切换下电压相位的连续性，为无缝切换奠定基础。

在预同步的基础之上，使得逆变器的输出电压和电网电压相位相同，系统再进行并离网的切换。

改进后的电压外环调节器结构如图2所示。

上半部分，如果Ctrl为1，闭环传递函数为当k很大时传递函数看成1，闭环输出和输入近似看成相等；如果Ctrl为0，上半部分输出为0

下半部分，如果Ctrl为1，闭环传递函数为当k很大时，传递函数看成0，下半部分输出为0；如果Ctrl为0，下半部分直接看成是PI控制。

图2为改进电压环结构，对应着出储能离网电压外环、逆变器并网外环和逆变器离网外环的控制结构，图4和图5中有详细结构。图2中的i_c^*是补偿量，是需要通过计算进行提前设定的，后文中将要提到的i_cinv^*、i_cbat^*、i_cd^*和i_cq^*都对应着i_c^*。

当ctrl信号为1时，即系统工作在并网模式，改进电压环输出值i_dref为：

而因为图2传递函数中k值比较大，分子和分母之间的差值可忽略，此时图2上半部分闭环传函可以看成1，下半部分闭环传函可以看成0，能够对i_c^*进行很好的跟踪，并且电压环PI调节器输出为0，上半部分和下半部分两者相加输出i^*，此时如图2所示的i^*为：

当ctrl信号为0时，即系统工作在离网模式，上半部分输出为0，下半部分相当于PI控制，两者相加仍然为PI控制，改进电压环输出值i_dref为：

其中，K_p、K_i为PI控制的比例系数和微分系数，U_ref为输入的参考电压，U为输出电压

当ctrl信号从1切换到0瞬间，系统从并网模式切换到离网模式，改进电压环输出值i_dref为：

改进的电压外环调节器实现模式切换时刻输出值重置功能。只要判断电压环是在离网到并网过程还是在并网到离网过程需要补偿，整定补偿值就能减小各电压环输出超调量与调节时间。

并网开关指令由0到1时，离网切换到并网，假设切换前光伏出力、交直流负荷功率不变。由功率平衡原理可得，并网后逆变器输出功率P_inv为：

P_inv＝P_pv-P_{bat_ref}-P_{dc_load}

其中P_pv为光伏出力，P_{bat_ref}为并网时储能出力，P_{dc_load}为直流负载功率。储能功率与逆变器功率发生变化，因此系统潮流发生变化，导致外环PI调节器输出稳态值发生改变，稳态值改变的暂态过程存在响应时间与超调，如图7所示。采用本文提出的改进型外环，逆变器并网外环需补偿的需求i_cinv^*为：

其中E_d为交流母线电压d轴值。

并网开关指令由1到0时，并网切换到离网，由功率平衡原理可得，离网后储能输出功率P_bat为：

P_bat＝P_pv-P_inv-P_{dc_load}

离网后逆变器输出功率P_inv为：

P_inv＝P_{ac_load}

并网切换到离网时，储能功率与逆变器功率发生变化，因此系统潮流发生变化，导致外环输出稳态值发生改变，其暂态过程存在响应时间与超调，如图7所示。采用本文提出的改进型外环对传统外环进行修正，储能离网电压外环补偿的需求i_cbat^*为：

逆变器离网电压外环d轴与q轴补偿的需求i_cd^*和i_cq^*为：

上式中P_{ac_load}为交流负载有功功率，Q_{ac_load}为交流负载有功功率，E_bat为储能电压。具体结构如图5所示。图5中的V_{gref_d}、V_{gref_q}为你摆弄起参考电压d轴q轴分量，V_{g_d}、V_{g_d}为逆变器输出电压V_g的d轴q轴分量，i_Lα、i_Lβ为负载电流i_L的α轴、β轴分量

改进后的DC-DC变换器的拓扑结构与控制方式如图4所示。并网模式与离网模式共用电流内环，方便并网与离网间的模式切换。当并网开关指令为1时，即Ctrl信号为1，图4中的上半部分接入控制系统。此时系统工作在并网模式，储能切换到恒功率控制模式，此时内环电流标准i_ref^*为：

其中U_bat为电池电压，而储能吸收或释放能量通过调节P_ref来实现。当并网开关指令为0时，即Ctrl信号为0，图4中的下半部分接入控制系统，系统工作在离网模式。

双向逆变器实现直流母线与交流母线的交互，其拓扑结构与控制方式如图5所示。图中双向逆变器采用的滤波器结构为LC滤波器。并网模式与离网模式共用电流内环，方便并网与离网间的模式切换。当并网开关指令为1时，即Ctrl信号为1，图5中的上半部分接入控制系统，系统工作在并网模式。

当并网开关指令为0时，即Ctrl信号为0，图5中的下半部分接入控制系统，系统工作在离网模式。

系统中元件参数设置如下：

表1变换器参数

表2各单元功率情况

初始状态，系统离网运行，0.3s时出现并网指令，经过预同步过程，系统并网运行，在0.48s时出现离网指令，系统离网运行。得到的改进前系统仿真结果如图6以及图7所示。改进策略后的仿真结果如图8和图9所示。

对比图9以及图7，可以看出，采用常规控制策略，暂态过程出现严重的超调，这是交直流母线出现波动的原因。而采用改进的电压外环调节器，其输出曲线得到优化，其超调量与调节时间大大减小，保证了切换时的平滑。

对比图8以及图6，可以直观看出，采用本文提出的改进型电压环调节器，结合前面所述改进预同步设计，在模式切换时，直流母线电压波动得到明显减小，而交流母线电压仅出现较小的抖动。

该例仿真结果说明该改进策略较好地解决并/离网切换带来的交直流母线电压波动问题，实现了无缝切换。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。