三臂整流逆变器串接负载式UPS电路及其控制方法与流程

本发明涉及ups电路，尤其涉及一种具有三臂整流逆变器与负载串接的ups电路及其控制方法。

背景技术：

传统在线式不断电系统(on-lineups)电路架构如图1所示，包含一个整流器(rectifier)-逆变器(inverter)，一个充电器(charger)及一个直流至直流(dc/dc)转换器。在市电正常下，负载电力经由市电-整流器-直流链-逆变器路径提供，在市电中断时负载电力则由蓄电池-直流至直流转换器-直流链-逆变器的路径提供。这种双级式电力转换电路的优点为可以同时作输入功因控制(pfc)及调整负载电压，缺点为整体效率等于整流器效率与逆变器效率的乘积，故此整体效率较低。

技术实现要素：

本发明是要解决现有技术的上述问题，提出一种高效率的并可改善输入的功率因子的三臂整流逆变器串接负载式ups电路及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是设计一种三臂整流逆变器串接负载式ups电路，包括与市电串接的充电器、电池、dc-dc转换器；还包括依次连接后接在市电上的同步开关、整流逆变器、检测市电是否中断的市电电压侦测器、接收市电电压侦测器所测信号的控制器，所述整流逆变器包括并联的整流臂、共同臂、逆变臂，其中所述整流臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点c耦合连接所述同步开关和负载；所述共同臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点a连接市电的地；所述逆变臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点b耦合连接所述负载的另一端；所述dc-dc转换器的两个输出端分别连接并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端；所述控制器在市电正常时控制整流逆变器动作，市电电流经过同步开关、负载、逆变臂、共同臂到地形成回路；所述控制器在市电中断时控制整流臂逆变臂动作，电池电流经过dc-dc转换器、逆变臂、整流臂再回dc-dc转换器形成回路。所述并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端之间连接滤波电容。所述负载两端分别串接电抗器。所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信号控制所述整流臂、共同臂、逆变臂中的功率开关。所述dc-dc转换器采用具有升降压特性的电流源推挽式转换器。

本发明还提出一种三臂整流逆变器串接负载式ups电路的控制方法：用市电电压侦测器检测市电是否正常，控制器接收市电电压侦测器所测的信号并依此控制整流逆变器动作，所述整流逆变器包括并联的整流臂、共同臂、逆变臂；用两个串联的功率开关构成所述整流臂，两功率开关的连接点c耦合连接所述同步开关和负载；用两个串联的功率开关构成所述共同臂，两功率开关的连接点a连接市电的地；用两个串联的功率开关构成所述逆变臂，两功率开关的连接点b耦合连接所述负载的另一端；在市电正常时，打开同步开关，整流逆变器动作，市电电流经过同步开关、负载、逆变臂、共同臂到地形成回路；在市电中断时，dc-dc转换器进行电源转换，整流臂逆变臂动作，电池电流经过dc-dc转换器、逆变臂、整流臂再回dc-dc转换器形成回路。所述并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端之间连接滤波电容。所述负载两端分别串接电抗器。所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信号控制所述整流臂、共同臂、逆变臂中的功率开关。所述dc-dc转换器采用具有升降压特性的电流源推挽式转换器。

与现有技术相比，本发明所提电路和方法由于逆变臂仅处理小部分负载电压，整流臂亦仅流过负载的无功及谐波电流，在大部分工作条件下具备较高的效率，并且可以补偿负载电流的失真及无功成份以改善输入的功率因子。

附图说明

图1为传统双级在线式ups电路架构；

图2为在线串接电压调整的原理方框图；

图3为半桥式整流器-逆变器架构；

图4为整流器采用无桥式架构的整流器-逆变器架构；

图5为三臂串接式整流逆变器电路架构；

图6为采用三臂串接式整流逆变器的ups电路架构；

图7为ups的控制信号架构；

图8为整流部分相量图；

图9为逆变部分(降压模式)相量图；

图10为逆变部分(升压模式)相量图；

图11中间臂采用pwm切换的串接式架构整流部分控制方块图；

图12中间臂采用pwm切换的串接式架构逆变部分控制方块图；

图13为仿真电路图；

图14为在电阻性负载由500w变化至1kw的响应波形；

图15为在r-c-d负载(80ω+330μf)下的响应波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明揭示了一种三臂整流逆变器串接负载式ups电路，其包括与市电串接的充电器、电池、dc-dc转换器；还包括依次连接后接在市电上的同步开关、整流逆变器、检测市电是否中断的市电电压侦测器(图2中未绘出)、接收市电电压侦测器所测信号的控制器(图2中未绘出)。为阐述其工作原理，请参看图2示出的原理方框图。本方案采用在线调整功率因子及负载电压的方式，其逆变器采用与市电电压为串接式的架构，在市电正常下，负载电力由市电串接逆变器直接提供，逆变器此时用补偿市电电压变化及失真方式来调整负载电压。在降压模式(市电电压高于输出电压)下逆变器吸收有功，此有功藉由与市电并接的整流器回收至市电输入侧再利用；反之在升压模式(市电电压低于输出电压)下逆变器则需提供有功，此有功藉由整流器由市电输入处吸收。整流器亦可同时当成主动式电力滤波器用以补偿负载电流的失真及无功成份以改善输入的功率因子。此种方式，虽然整流-逆变器仍为双级，但由于整流器及逆变器仅处理负载功率的一小部分，损失较小，整体效率较高。当市电中断时，同步开关sw截止，整流器与逆变器的二输出端点b及c则可形成逆变器用以提供负载电压，并由蓄电池经直流至直流转换器提供不中断的电力。

在较佳实施例中，图2中的整流器和逆变器是整合为整流逆变器，针对ups电路整流逆变器电路最常被采用的电路架构为如图3所示的半桥式流器-逆变器架构，对于230vac的系统而言，其直流链电压需升到800v，对于正负半周电流非对称的负载亦可能造成二分压电容电压的不平衡。另一种架构为如图4所示，整流器采用无桥式架构的整流器-逆变器架构，其倍压整流方式升压比仅为图3的一半，此外a臂的二极管可为更快速的二极管，达到更高速切换及低导通压降的目的。图3及图4架构在逆变器部分亦均为半桥式架构，因此仍存在较高的导通电流及电容电压平衡问题。为解决此问题同时改善上述市电至负载供电的效率并且降低转换器成本，本发明提出的较佳实施例如图5所示：所述整流逆变器包括并联的整流臂、共同臂、逆变臂，其中所述整流臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点c耦合连接所述同步开关和负载；所述共同臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点a连接市电的地；所述逆变臂包括两个串联的功率开关，两功率开关的连接点b耦合连接所述负载的另一端；所述dc-dc转换器的两个输出端分别连接并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端。所述整流逆变器为三臂式串接式架构，利用整流臂(rec-arm)维持直流电压(vd)，同时当成主动滤波器补偿负载的无功及谐波电流使得市电的输入电流为低失真且为单位功因。利用逆变臂(inv-arm)的输出电压(vo)与负载电压(vl)串联，使二者的串联电压等于市电电压(vs)，因此逆变器仅处理市电电压与负载电压的差值。

vs＝vo+vl(1)

其次由于三臂电流总合为零，因此中间臂(com-arm)流过整流臂(rec-arm)与逆变臂(inv-arm)电流的差值，在单位功因下中间臂电流即等于负载的有功电流。

图6示出了采用三臂串接式整流逆变器的ups电路架构，市电电压侦测器(gridvoltagedetection)侦测市电电压是否正常，若市电为正常则操作于在线模式(on-linemode)，负载电力由市电提供，所述控制器控制三臂式的整流逆变器动作，市电电流经过同步开关、负载、逆变臂、共同臂到地形成回路，由整流臂负责调整市电输入的功率因子及调整400v直流链电压，负载电压则由逆变臂负责调整。若市电为故障则操作于放电模式(dischargemode)，负载电力由电池提供，由转换器负责控制电池放电并将电池电压升至400v，控制器仅控制三臂式整流逆变器中的整流臂与逆变臂动作，负责调整负载电压，中间臂则停止切换，电池电流经过dc-dc转换器、逆变臂、整流臂再回dc-dc转换器形成回路。藉此，无论市电正常与否，保障对负载进行不间断供电。

参看图6示出的较佳实施例，所述并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端之间连接滤波电容。所述负载两端分别串接电抗器。所述dc-dc转换器采用具有升降压特性的电流源推挽式转换器。dc-dc转换器采用具有升降压特性的电流源推挽式转换器(current-fedpush-pullconverter)，使系统具有较宽广的输入电池电压范围，以增加放电时间及降低电池的ah容量，直流至直流转换器亦可采用其他电路与本创作的串接式三臂式整流器-逆变器配合。

图7示出了ups的控制信号架构图，所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信号控制所述整流臂、共同臂、逆变臂中的功率开关。市电电压与负载间存在一旁路开关(bypasssw)，用以在维修时得以直接由市电供给负载用电。

由图6的三臂式整流器-逆变器电路可以推得：

三臂均采用正弦式pwm切换，三臂的输出电压分别可表示为：

重新将(4)代入(2)、(3)可得：

(5)、(6)显示整流臂与逆变臂的输出均受共同臂影响，若欲使二者的切换不会产生交互作用，(5)及(6)必须解耦。考虑串接式架构vo可与vs同相(降压模式)或反相(升压模式)，本创作提出中间臂控制电压的设定为：

将(7)代入(5)及(6)可得：

根据(8)及(9)可以得到图7的相量图，可同时作降压及升压模式操作，此可由图8及图9的相量图观察得知，由于kpwmvconc及kpwmvconb的振幅分别可大于vl/2-vs及3vl/2-vs的振幅，因此整流臂与逆变臂的pwm切换亦可在线性区内，而且直流电压(vd)由图10的升压模式决定，须满足以下条件：

vd>3vl(peak,max)-2vs(peak,min)(10)

由于一般vl的大小设定接近vs，(10)指出本创作的直流电压(vd)约仅需大于一倍市电电压即可(亦即230vac系统，400v即可)。

图7中间臂采用pwm切换的串接式电路相量图：图8整流部分；图9逆变部分(降压模式)；图10逆变部分(升压模式)。

控制器的设计可根据上述所推导的电路模型(8)及(9)进行，图11及图12所示分别为整流臂及逆变臂的控制回路方块图，其中电力电路部分乃根据电路模型(8)及(9)所绘，ks及kv分别为电流及电压的感测比例。整流臂的控制包含电压与电流控制回路，电流控制回路采用前向(feedforward)与回授控制并用，前向控制信号vfi利用输入电压的正常值(vmsinωt)以及负载电压的命令直接消除vs及vl的扰动，如此电流回授控制器k1仅使用一比例(p)控制即可。然而为补偿负载的无功电力及谐波电流以执行主动电力滤波器的功能，此处回授的电流为输入电流而非整流臂的电流。此种做法的优点为仅使用一电流传感器即可。若忽略负载电流的扰动，输入电流追踪其命令的响应由图8可推知为：

输入电流命令乃由直流电压回路所产生，直流电压控制器gv利用直流电压误差产生输入电流命令的振幅其经反相再乘以同步信号(sinωt)得到整流器的电流命令由于直流电压不可避免的将包含二次涟波(2fo)，gv控制器的设计乃使电压回路带宽远低于二次频率以衰减二次涟波成份使市电电流为低失真。

针对逆变臂的控制，由图6的输出电容电压可以推得：

图12所示为逆变臂控制回路方块图，其采双回路控制，外回路为电压回路，内回路则为电容电流回路。然而由于电容电流为电压的微分，因此可利用电压来估测电容电流，如此便可以节省一电流传感器。图12所示的虚线部份为虚拟的电容电流回授(icap)，其仅用于分析，实作上乃利用估测的取代。考虑微分亦受噪声干扰，本创作微分器的形式如方块图所列另外加入一低通滤波器1/(1+τs)，用以在低频时近似一微分器，在高频时则将增益衰减。电流控制回路最好仍加入一前向控制信号vfi，用以消除vl及vs的扰动。利用虚拟的电流感测回路可以大略估算电流回路的响应为：

ui可视为电流回路的带宽。电容电流的命令可由电压命令经由90°的相移电路产生，然而为克服电流回路的误差必须再加上电压与其命令的误差。

为验证前述电路及控制方法的可行性，本创作实际设计一1kva/230v/50hz系统并以仿真加以验证，电路参数如下：

vtm＝5v/20khz,vs＝230vrms±10％,ks＝0.1,kv＝0.01,

cd＝1000μf,l＝1mh,co＝10μf

仿真电路图13所示，在电阻性负载由500w变化至1kw的响应波形如图14所示，由输入电流(is)紧密追踪其命令(isc)的响应亦可验证电流控制器的有效性。直流电压亦均能被精确维持在400v，且具备良好的动态响应，验证直流电压控制回路的有效性，输出电压(vl)均能紧密追随其命令(vlc)，达到低输出阻抗的效果。在整流性r-c-d负载(80ω+330μf)下的响应则如图15所示，虽然负载电流失真严重，但输入电流藉由整流臂电流的补偿后相当接近正弦且与输入电压同相，验证整流臂具备主动滤波器的功能。以上的模拟结果除验证所提出控制方法的有效性外，亦间接验证所提中间臂的开关方法及推导模型的准确性，并证明所提三臂串接式整流器-逆变器应用于ups为确实可行。

本发明还揭示了一种三臂整流逆变器串接负载式ups电路的控制方法，用市电电压侦测器检测市电是否正常，控制器接收市电电压侦测器所测的信号并依此控制整流逆变器动作，参看图6或图7所述整流逆变器包括并联的整流臂、共同臂、逆变臂；用两个串联的功率开关构成所述整流臂，两功率开关的连接点c耦合连接所述同步开关和负载；用两个串联的功率开关构成所述共同臂，两功率开关的连接点a连接市电的地；用两个串联的功率开关构成所述逆变臂，两功率开关的连接点b耦合连接所述负载的另一端；在市电正常时，打开同步开关sw，整流逆变器动作，市电电流经过同步开关、负载、逆变臂、共同臂到地形成回路；在市电中断时，dc-dc转换器进行电源转换，整流臂逆变臂动作，电池电流经过dc-dc转换器、逆变臂、整流臂再回dc-dc转换器形成回路。

本发明提出的控制方法适用于在线式ups的三臂式的整流逆变器电路架构，三开关臂(整流臂、共同臂、逆变臂)均采用正弦式pwm切换，其中负载电压乃利用与其串接的逆变臂加以调整，整流臂则当成主动滤波器负责调整市电输入的功率因子及调整400v直流链电压，中间臂的切换则无需控制仅采用默认电压命令。相较于传统两级式整流器-逆变器电路架构，所提电路由于逆变臂仅处理小部分负载电压，整流臂亦仅流过负载的无功及谐波电流，在大部分的工作条件下具备较高的效率。

参看图5和图6示出的较佳实施例，所述并联的整流臂、共同臂、逆变臂的两端之间连接滤波电容cd。

参看图5和图6示出的较佳实施例，所述负载两端分别串接电抗器l。

在较佳实施例中，所述控制器采用spwm控制器，并且用spwm信号控制所述整流臂、共同臂、逆变臂中的功率开关。

参看图6示出的较佳实施例，所述dc-dc转换器采用具有升降压特性的电流源推挽式转换器。

以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。