本公开涉及电子电路技术领域，具体而言，涉及一种适用于功率因数校正电路的相位补偿方法。
背景技术
负载对于电源转换装置而言，可能表现为电阻性阻抗、电感性阻抗、电容性阻抗或者其组合。当输入至负载的电流与加到负载的电压同相时，功率因数接近1。当功率因数小于1时，所传输的功率可能因电流和电压之间的相位不匹配或噪声的引入而有所损耗。
故为了避免功率因数降低而提高效率，现有电源转换装置通常具有功率因数校正功能，例如通过配置主动型的功率因数校正(pfc)电路来实现，该功率因数校正电路可以前馈的方式采样所接收的交流输入电压，进而依据交流输入电压调整自身所输出的输出电流，以使功率因数校正电路所接收的交流输入电流追随交流输入电压，藉此得到一个接近正弦波形且同相位的交流输入电流，以提高功率因数，降低电流谐波。
然而，现有功率因数校正电路中多具有桥式整流二极管，而桥式整流二极管的顺向压降，以及设置于桥式整流二极管后的高频滤波电容，会造成交流输入电流在交流输入电压零点附近发生停顿及其畸变的现象，因而产生零交越失真，使得总谐波失真增加，并导致功率因数降低。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术缺失的适用于功率因数校正电路的相位补偿方法，实为目前迫切的需求。
技术实现要素：
本公开的目的在于提供一种适用于功率因数校正电路的相位补偿方法，从而解决现有功率因数校正电路具有零交越失真，使得总谐波失真增加及功率因数降低等缺失。
为达上述目的，本公开提供一种相位补偿方法，适用于功率因数校正电路，功率因数校正电路接收输入电压及输入电流，且包含开关电路及控制单元，开关电路通过控制单元的控制进行导通或截止的运行，使功率因数校正电路输出输出电压及输出电流，控制单元包含低通滤波器、微分控制器及余弦乘法器，其中低通滤波器是持续接收反映当下输入电流的输入电流采样信号，相位补偿方法包含步骤：(a)依据当下的输入电流产生对应的输入电流采样信号，并利用低通滤波器将输入电流采样信号进行滤波；(b)利用微分控制器而依据当下所接收的滤波后的输入电流采样信号及前次所接收的滤波后的输入电流采样信号，预测当下输入电流的波形及前次输入电流的波形，并依据当下输入电流的波形及前次输入电流的波形的差异产生电流误差信号；(c)利用余弦乘法器对电流误差信号进行调整，以产生调整信号；(d)将调整信号与前馈信号进行叠加，以产生相位补偿信号；(e)将相位补偿信号与电流控制信号进行叠加，以产生脉冲宽度调制信号，并利用脉冲宽度调制信号控制开关电路的运行。
附图说明
图1为本公开优选实施例的功率因数校正电路的电路结构示意图。
图2为图1所示的控制单元的运行原理示意图。
图3为本公开优选实施例的适用于图1所示的功率因数校正电路的相位补偿方法的流程图。
图4为未使用本公开的相位补偿方法的现有功率因数校正电路所接收的输入电流的波形图。
图5为使用本公开图3所示的相位补偿的功率因数校正电路所接收的输入电流的波形图。
附图标记说明：
1：功率因数校正电路
10：开关电路
20：控制单元
22：低通滤波器
23：微分控制器
24：余弦乘法器
25：第一加法运算器
26：第二加法运算器
iin：输入电流
vin：输入电压
iout：输出电流
vout：输出电压
d_ff：前馈信号
d_comp：相位补偿信号
d_curr_ctrl：电流控制信号
d_pwm：脉冲宽度调制信号
s301～s305：相位补偿方法的步骤
t1、t2、t3、t4：时间
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对其进行说明用，而非架构于限制本公开。
请参阅图1，其为本公开优选实施例的功率因数校正电路的电路结构示意图。如图1所示，本公开的功率因数校正电路1可应用于一电源转换装置(未图示)中，用以提高电源转换装置的功率因数，该功率因数校正电路1是接收一输入电流iin及一输入电压vin，并输出一输出电流iout及一输出电压vout，且包含一开关电路10及一控制单元20。开关电路10可进行导通或截止的切换运行，使功率因数校正电路1产生输出电流iout及输出电压vout。控制单元20是依据输入电流iin、输入电压vin及输出电压vout而输出对应的一脉冲宽度调制信号d_pwm，以控制开关电路10的运行，藉此调整输入电流iin的相位与输入电压vin的相位一致，并消除输入电流iin在输入电压vin零点附近所发生的停顿及畸变的现象(零交越失真)。
请参阅图2并配合图1，其中图2为图1所示的控制单元的运行原理示意图。如图2所示，控制单元20包含一低通滤波器22、一微分控制器23、一余弦乘法器24、一第一加法运算器25及一第二加法运算器26。
低通滤波器22可持续接收反映功率因数校正电路1当下所接收的输入电流iin的一输入电流采样信号，并对输入电流采样信号进行滤波。
微分控制器23电连接于低通滤波器22，其是接收每一次低通滤波器22所传来的滤波后的输入电流采样信号，且具有可用来储存信号的一暂存器，微分控制器23每一次接收到低通滤波器22所传来的滤波后的输入电流采样信号时，是更新暂存器内的信号为当下所接收到的滤波后的输入电流采样信号，此外，在更新暂存器内的信号为当下所接收到的滤波后的输入电流采样信号之前，微分控制器23会先依据当下所接收到的滤波后的输入电流采样信号而预测当下输入电流iin的波形，以及依据暂存器所储存的信号而预测暂存器所储存的信号的波形，并比较当下输入电流iin的波形及暂存器所储存的信号的波形，依据两者波形的差异而对应输出一电流误差信号，其中若暂存器尚未储存信号时，微分控制器23则输出为零的电流误差信号。因此于本实施例中，当功率因数校正电路1尚未运行时，微分控制器23的暂存器中实际上并无储存任何信号，故当功率因数校正电路1开始运行而微分控制器23第一次接收到滤波后的输入电流采样信号时，由于此时暂存器中尚未存有任何信号，故微分控制器23输出为零的电流误差信号，且微分控制器23继续将此次所接收到的滤波后的输入电流采样信号储存于暂存器内，而当微分控制器23第二次接收到滤波后的输入电流采样信号时，微分控制器23先依据第二次所接收到的滤波后的输入电流采样信号预测当下输入电流iin的波形，以及依据暂存器所储存的信号而预测第一次所接收到的滤波后的输入电流采样信号的波形，并依据两者波形的差异而对应输出电流误差信号，最后，再将第二次所接收到的滤波后的输入电流采样信号更新于暂存器中，换言之，微分控制器23实际上会依据当下所接收到的滤波后的输入电流采样信号而预测当下输入电流iin的波形，以及依据暂存器所储存的前一次所接收到的滤波后的输入电流采样信号而预测前次对应的输入电流iin的波形，并依据两者波形的差异而对应输出电流误差信号，且继续将当下所接收到的滤波后的输入电流采样信号更新于暂存器中。
于上述实施例中，微分控制器23可具有一补偿因数，当微分控制器23比较输入电流iin的波形及暂存器所储存的信号的波形后，是将比较结果与为常数值的补偿因数进行乘法运算，藉此产生电流误差信号。其中补偿因数可为正数或负数。且补偿因数可通过输入电流iin与输入电压vin的相位差预先设定。
余弦乘法器24电连接于微分控制器23，用以接收微分控制器23所输出的电流误差信号，并对电流误差信号进行调整，以输出一调整信号，而通过余弦乘法器24的调整，可降低电流误差信号的波形在峰值时的变化程度，并增加电流误差信号的波形在零点时的变化程度。
第一加法运算器25电连接于余弦乘法器24，其是可将所接收到的信号进行叠加，即将前馈信号d_ff及余弦乘法器24所输出的调整信号进行叠加，以对应输出一相位补偿信号d_comp，其中前馈信号d_ff主要是用来使功率因数校正电路1所输出的输出电流iout可依据输入电压vin进行调整，藉此使输入电流iin的相位与输入电压vin的相位一致，且前馈信号d_ff实际上是依据输入电压vin及输出电压vout而产生，而前馈信号d_ff的推算方法如下式(1)：
d_ff＝1–(vin/vout)(1)
另外，当微分控制器23输出为零的电流误差信号时，余弦乘法器24所输出的调整信号亦对应为零，故此时第一加法运算器25所输出的相位补偿信号d_comp实际上等于前馈信号d_ff。反之，当微分控制器23输出非零的电流误差信号时，第一加法运算器25所接收到的信号则包含余弦乘法器24所输出的调整信号及前馈信号d_ff，故第一加法运算器25所输出的相位补偿信号d_comp实际上等于调整信号与前馈信号d_ff的叠加。
第二加法运算器26电连接于第一加法运算器25，其是接收第一加法运算器25所输出的相位补偿信号d_comp及一电流控制信号d_curr_ctrl，并将相位补偿信号d_comp与电流控制信号d_curr_ctrl进行叠加，以产生脉冲宽度调制信号d_pwm。其中，电流控制信号d_curr_ctrl乃是依据输出电流iout的一电流反馈值与一预设电流的比较结果而对应产生，其是用来使功率因数校正电路1所输出的输出电流iout可符合预设电流而对应进行调整。
请参阅图3并配合第1、2图，其中图3为本公开优选实施例的适用于图1所示的功率因数校正电路的相位补偿方法的流程图。本公开优选实施例的相位补偿方法包含下列步骤：
首先，依据当下的输入电流iin产生对应的输入电流采样信号，并利用低通滤波器22对输入电流采样信号进行滤波(如步骤s301所示)。
接着利用微分控制器23依据当下所接收的滤波后的输入电流采样信号及前次所接收的滤波后的输入电流采样信号，预测当下输入电流iin的波形与前次输入电流iin的波形，并比较两者波形的差异，以根据比较结果产生电流误差信号(如步骤s302所示)。
接着，利用余弦乘法器24对电流误差信号进行调整，以产生调整信号(如步骤s303所示)。
然后，利用第一加法运算器25将依据输入电压vin及输出电压vout所产生的前馈信号d_ff与调整信号进行叠加，以产生相位补偿信号d_comp(如步骤s304所示)。
最后，利用第二加法运算器26将依据输出电流iout的电流反馈值与预设电流的比较结果所产生的电流控制信号d_curr_ctrl与相位补偿信号d_comp进行叠加，以产生脉冲宽度调制信号d_pwm来控制开关电路10，以调整输出电流iout的相位(如步骤s305)。而在步骤s305中，因输出电流iout的相位可依据脉冲宽度调制信号d_pwm的调整而对应于输入电压vin的相位，又因输入电流的相位会与输出电流的相位相同，故调整输出电流iout的相位即可调整输入电流iin的相位，使输入电流iin的相位与输入电压vin的相位为一致，此外，通过低通滤波器22、微分控制器23及余弦乘法器24的设置，即采用上述的步骤s301～s303，便可使本公开的功率因数校正电路1有效降低零交越失真，降低总谐波失真，进而提升功率传输的效率。
其中，在步骤s302中，若因功率因数校正电路1刚启动而使微分控制器23初次接收到滤波后的输入电流采样信号，则如前所述，微分控制器23是输出为零的电流误差信号，故于步骤s304中，相位补偿信号d_comp实际上等于前馈信号d_ff，而于步骤s305中，叠加电流控制信号d_curr_ctrl与相位补偿信号d_comp所产生的脉冲宽度调制信号d_pwm则仅用来控制开关电路10，使输入电流iin的相位与输入电压vin的相位为一致。
请参阅图4及图5，其中图4为未使用本公开的相位补偿方法的现有功率因数校正电路所接收的输入电流的波形图，图5为使用本公开图3所示的相位补偿方法的功率因数校正电路所接收的输入电流的波形图。如图4所示，现有功率因数校正电路所接收的输入电流在输入电压处于零点时，实时间t1及时间t2时，会因功率因数校正电路所包含的桥式整流二极管及高频滤波电容而造成停顿及其畸变的现象，因而产生零交越失真，使得总谐波失真增加。而如图5所示，本公开的功率因数校正电路所接收的输入电流iin在输入电压处于零点时，即时间t3及时间t4时，会因使用本公开的相位补偿方法，使得停顿及其畸变的现象大幅减少，故零交越失真明显较小。因此，比较图4及图5可知，相较于利用现有功率因数校正电路进行功率因数校正后的输入电流，使用本公开图3所示的相位补偿方法的功率因数校正电路所接收的输入电流iin的零交越失真大幅降低，有效降低总谐波失真，进而提升功率传输的效率。
综上所述，本公开的适用于功率因数校正电路的相位补偿方法通过微分控制器依据当下所接收的滤波后的输入电流采样信号及前次所接收的滤波后的输入电流采样信号，预测当下输入电流的波形与前次输入电流的波形，并根据波形的差异产生电流误差信号，接着利用余弦乘法器对电流误差信号进行调整以产生调整信号，而后将调整信号与前馈信号进行叠加以产生相位补偿信号，最后通过相位补偿信号与电流控制信号叠加所产生的脉冲宽度调制信号来控制开关电路，如此一来，不仅调整输入电流的相位与输入电压的相位为一致，还能有效降低零交越失真，降低总谐波失真，进而提升功率传输的效率。此外，本公开的适用于功率因数校正电路的相位补偿方法通过余弦乘法器对电流误差信号的调整，降低电流误差信号的波形在峰值时的变化程度，并增加电流误差信号的波形在零点时的变化程度，使利用本公开的相位补偿方法的功率因数校正电路得以提升稳定裕度。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本公开得由本领域相关技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱权利要求所欲保护者。