双边LC网络的无线电能传输系统恒流输出的参数设置方法与流程

本发明公开了双边lc网络的无线电能传输系统恒流输出的参数设置方法，属于无线电能传输的技术领域，适用于如led供电和电池充电等需要特定恒定电流输出的应用场合。

背景技术：

无线电能传输技术是以高频交变的电磁场为媒介，以电磁理论为依据在供电端和受电端之间传输电能的一种新兴技术。无线电能传输技术无需供电端和受电端的电气和机械连接，安全可靠，受外界环境影响小。

无线电能传输系统中采用的松耦合变压器，耦合系数低，漏感值大，在电路中不可避免地产生无功环流，增加了器件应力和损耗，因此需要补偿其无功能量，一般采用电容来补偿变压器漏感产生的无功能量。根据补偿电容的连接方式，分为ss(串串)结构、sp(串并)结构、ps(并串)结构、pp(并并)结构，，其中，ss结构和pp结构在特定工作频率下能实现与负载无关的恒流输出，并且可以同时保证零无功能量或零输入相位角(zerophaseangle,zpa)，但是输出的恒流值与变压器参数有关，在给定体积和位置的情况下，变压器参数可能无法满足负载需要的恒定电流要求。为减少输出电流对变压器参数的依赖，有文献提出一族高阶补偿网络，即一端为单电容串联或并联连接，另一端为t型或pi型网络，其分析和设计相对复杂。

双边lc谐振网络比传统的pp结构在副边多了一个谐振电感，由于双边结构的对称性，在应用中多用于双向电能传输进行设计和分析，具有pp结构的恒流特性，但其输出电流仍严重依赖变压器参数。双边lc的特性和设计并未进一步探讨，本发明旨在提出双边lc补偿网络的参数设计方法，使其输出电流不受限于变压器参数，且同时实现近似zpa和开关器件的软开关。

技术实现要素：

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了双边lc网络的无线电能传输系统恒流输出的参数设置方法，通过调整原边lc参数实现负载所需的恒流输出，同时，通过调整副边lc参数使得系统的无功功率近似为零并实现了开关器件的软开关，解决了基于双边lc谐振网络的无线电能传输系统恒流输出的参数受限于变压器参数这一技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

双边lc谐振网络的无线电能传输系统，包括依次连接的高频全桥逆变电路、原边lc补偿网络、松耦合变压器、副边lc补偿网络、全桥整流滤波电路，原边lc补偿网络包括原边补偿电感和原边补偿电容，副边lc补偿网络包括副边补偿电感和副边补偿电容，其中，原边补偿电感的一端与高频全桥逆变电路的一桥臂中点连接，原边补偿电感的另一端同时与松耦合变压器原边绕组的一端、原边补偿电容的一极连接，松耦合变压器原边绕组的另一端及原边补偿电容的另一极均与高频全桥逆变电路的另一桥臂中点连接，副边补偿电容的一极及副边补偿电感的一端均与松耦合变压器副边绕组的一端连接，副边补偿电感的另一端接全桥整流滤波电路的一桥臂中点，副边补偿电容的另一极以及松耦合变压器副边绕组的另一端均与全桥整流滤波电路的另一桥臂中点连接；

元件参数按照选取，ω为系统工作的角频率，

若输出负载电流io满足表达式：时，原边补偿电感的电感值l1为此时，副边补偿网络用以实现输入零功率因数角为目的调整副边补偿电感的电感值l2为副边整流桥后采用输出滤波电容co滤波，

若输出负载电流io满足表达式：时，原边补偿电感的电感值l1为此时，副边补偿网络用以实现输入零功率因数角为目的调整副边补偿电感的电感值l2为负值，因此，需要用电容c2代替副边补偿电感l2，双边lc谐振网络变成lc-cc谐振网络，副边整流桥后采用输出滤波电感lo和输出滤波电容co滤波。

其中，vin为高频全桥逆变电路输入端接入的直流电压，d为高频全桥逆变电路中开关管驱动信号的占空比，lp为松耦合变压器原边自感，ls为松耦合变压器副边自感，m为松耦合变压器互感。

对于以上两种情况，由于采取的整流滤波电路结构不同，输入阻抗和输出电流也有差异，对于第一种情形输入阻抗zin为：呈纯阻性，输出电流io为：对于第二种情形输入阻抗zin为：呈纯阻性，输出电流io为：irpeak为整流前基波电流的幅值，r为负载电阻。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明提出了一种双边lc网络的无线电能传输系统恒流输出的参数设置方法，可通过调整原边lc参数灵活调整输出电流，解决了输出电流受限于变压器参数的问题，提高了设计无线电能传输系统输出电流的灵活性。

(2)通过调整副边lc参数，变换器输入阻抗近似为纯阻性，避免无功环流，减小器件应力，同时实现开关器件的软开关，提高效率。

附图说明

图1是时采用双边lc谐振网络的拓扑结构；

图2是时采用lc-cc谐振网络的拓扑结构；

图3(a)、图3(b)是图1所示拓扑整流前后的电流和电压波形图；

图4(a)、图4(b)是图2所示拓扑整流前后的电流和电压波形图；

图5输出电流为0.28a，负载电阻为10ω时的vgate、vab、iin和io波形；

图6输出电流为0.28a，负载电阻为80ω时的vgate、vab、iin和io波形；

图7输出电流为0.46a，负载电阻为10ω时的vgate、vab、iin和io波形；

图8输出电流为0.46a，负载电阻为50ω时的vgate、vab、iin和io波形；

图9输出电流为1.28a，负载电阻为10ω时的vgate、vab、iin和io波形；

图10输出电流为1.28a，负载电阻为30ω时的vgate、vab、iin和io波形。

图中标号说明：1为高频全桥逆变电路，2为原边lc补偿网络，3为松耦合变压器，4为副边lc补偿网络，5为全桥整流滤波电路，q1、q2、q3、q4为第一、第二、第三、第四功率管，l1为原边补偿电感，l2为副边补偿电感(图2中用电容c2代替l2)，c1为原边补偿电容，cs为副边补偿电容，d1、d2、d3、d4为第一、第二、第三、第四二极管，co为输出滤波电容，lo为输出滤波电感。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

图1为输出电流时采用的双边lc谐振网络拓扑结构，该拓扑包括依次连接的高频全桥逆变电路1、原边lc补偿网络2、松耦合变压器3、副边lc补偿网络4、全桥整流滤波电路5。高频全桥逆变电路1包括第一功率管q1、第三功率管q3串联组成的一桥臂和第二功率管q2、第四功率管q4串联组成的另一桥臂；原边lc补偿网络2包括串联连接的原边补偿电感l1、原边补偿电容c1，该串联支路的两端接分别与桥臂中点a、桥臂中点b连接，原边补偿电容c1并接在松耦合变压器(3)原边绕组的两端；副边lc补偿网络4包括串联连接的副边补偿电感l2、副边补偿电容cs，该串联支路的两端接在全桥整流滤波电路5的输入端，副边补偿电容cs并接在松耦合变压器(3)副边绕组的两端；全桥整流滤波电路5包括第一二极管d1、第三二极管d3串联组成的一桥臂和第二二极管d2、第四二极管d4串联组成的另一桥臂，两桥臂的中点构成全桥整流滤波电路的输入端，全桥整流滤波电路的输出端并接有输出滤波电容co。原边补偿电感此时，副边补偿网络用以调整输入零功率因数角，调节副边补偿电感原边补偿电容c1、副边补偿电容cs的参数值按照选取，副边整流桥后采用电容co滤波。

图2为输出电流时采用的lc-cc谐振网络拓扑结构。原边补偿电感此时，副边补偿网络用以调整输入零功率因数角，为实现输入零功率因素角的目的，副边补偿电感l2数值为负数，采用电容c2代替副边补偿电感l2，电容原边补偿电容c1、副边补偿电容cs的参数值按照选取，副边整流桥后采用串联连接的输出滤波电感lo和输出滤波电容co滤波。

图3(a)为图1所示的双边lc谐振网络的无线电能传输系统整流前后的电流波形，图3(b)为整流前后的电压波形，由于负载侧只有电容滤波，其整流前后的电压电流满足：

图4(a)为图2所示的lc-cc谐振网络的无线电能传输系统整流前后的电流波形，图4(b)为整流前后的电压波形，负载侧用输出滤波电感lo和输出滤波电容co滤波，其整流前后的电压电流满足：

图5至图10验证通过改变原边补偿电感l1实现设定恒流输出的有效性。采用的松耦合变压器耦合系数k为0.698，原边自感lp为22.26uh，副边自感ls为23.71uh，互感m为15.99uh，输入电压vin为24v，占空比d＝1，开关频率为200khz。图5至图8是在即io<0.691a时采用双边lc谐振网络拓扑结构下的驱动信号vgate、桥臂电压vab、输入电流iin和输出电流io的波形。图9和图10是在即io≥0.853a时，用电容c2代替副边补偿电感l2，双边lc谐振网络变成lc-cc谐振网络拓扑结构下的驱动信号vgate、桥臂电压vab、输入电流iin和输出电流io的波形。下面，对不同的补偿参数的各种情况分别进行说明。

图5和图6为在设定io为0.28a，原、副边补偿电感l1和l2分别为37.17uh和55.95uh，原、副边补偿电容c1和cs分别为17.04nf和26.80nf，负载电阻r分别为10ω和80ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vab、输入电流iin和输出电流io的波形。从图中可以看出，当负载电阻从10ω变到80ω时，输出电流io保持0.28a，不随负载发生变化。输入电流iin和桥臂电压vab基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于mosfet开关管实现零电压开关，减少开关损耗。

图7和图8为在设定io为0.46a，原、副边补偿电感l1和l2分别为22.33uh和23.48uh，原、副边补偿电容c1和cs分别为28.80nf和26.80nf，负载电阻r分别为10ω和50ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vab、输入电流iin和输出电流io的波形。从图中可以看出，当负载电阻从10ω变到50ω时，输出电流io保持0.46a，不随负载发生变化。输入电流iin和桥臂电压vab基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于mosfet开关管实现零电压开关，减少开关损耗。

图9和图10为在设定io为1.28a，原边补偿电感l1为10.20uh，原、副边补偿电容c1和cs分别为62.42nf和26.80nf，电容c2为199nf，负载电阻分别为10ω和30ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vab、输入电流iin和输出电流io的波形。从图中可以看出，当负载电阻从10ω变到30ω时，输出电流io保持1.28a，不随负载发生变化。输入电流iin和桥臂电压vab基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于mosfet开关管实现零电压开关，减少开关损耗。

从图5至图10可以看出配置原边lc参数，再调整副边lc参数，可以灵活调整输出恒定电流同时达到输入zpa。