一种无线充电系统中的新型控制装置的制作方法

本发明涉及一种电路，特别是一种无线充电系统中的新型控制装置。

背景技术：

传统的导线式电能传输系统通过物理连接传递能量，具有传输功率大、效率高等特点，一直在供电系统中普遍采用，但是随着对供电品质、安全性、便捷性等特殊应用场合的需求，迫切需要无线输电方式。无线供电不需要物理接触即可传输电能，在此研究领域中，人们不断尝试新技术突破导线传输的局限，但是无线传输电能还处在研究阶段，尚不能在工业领域中大规模应用，但是无线供电拥有很多优良品质，是目前的研究热点，相信不远的将来，无线供电技术会取得突破。

现在已经问世的无线供电技术，根据其电能传输原理，大致上可以分为二类：

第一类是非接触式充电技术所采用的电磁感应原理，这种非接触式充电技术在许多便携式终端里应用日益广泛。这种类型中，将两个线圈放置于邻近位置上，当电流在一个线圈中流动时，所产生的磁场成为媒介，导致另一个线圈中也产生电动势。这种技术原理简单，但是磁场很难穿过空气介质，所以这种技术传输效率低下，其本质是2个耦合电感，和普通的变压器原理是相同的。目前这种技术在传输距离和效率要求不高的情况下得以应用，如机车和铁轨之间。通过电磁感应原理实现无线供电不是彻底的无线供电。

第二类是最接近实际应用的一种技术，他直接应用了电磁波能量而不是前面的电磁感应，所以和电磁感应相比，由于电磁波能在空气中传播，所以其传输距离远，但是也由于电磁波是发散开在整个空间，大量能量浪费，效率也很低下，所以人们认为电磁波适合于传输信息而不是能量，所以在此后的100多年间，无线供电技术停止不前。

近年来无线供电技术重新引起人们的重视，麻省理工学院以marinsolijacic为首的研究团队演示他们新的无线供电技术，利用非辐射磁场内部的谐振。使距离数米外的二个铜线圈产生的感应电能足够使灯泡发光。他们还发现，既使两个谐振线圈间有障碍物存在时，感应电能也能让灯泡继续发光。这项称为witficity的无线供电技术，关键在于非辐射性磁耦合的使用，两个相同频率的谐振物体产生很强的相互耦合。普通的磁耦合被用于短距离范围，它要求被供电或充电的设备非常靠近感应线圈，因为磁场能量会随距离的增加而迅速衰减，因而在传统的磁感应中，距离只能通过增强磁场强度来增加。与此不同，wificity使用匹配的谐振天线，可使磁耦合在几英尺的距离内发生。与电磁感应耦合相类似的是，这种耦合使用单线圈，两端放置一个平板电容器，也便组成谐振电路，提高传输效率。当然也有人认为这不过电磁波近距离辐射原理的发展，此前也有类似的技术，只不过增加了谐振电容，提高了传输距离，但是这也使系统体积庞大。另外，这种技术还具有很高的辐射，对人体产生有害影响，并对旁边的电子设备产生干扰。

技术实现要素：

本发明所解决的技术问题在于提供一种无线充电系统中的新型控制装置。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种无线充电系统中的新型控制装置，包括整流电路、高频逆变电路、补偿网络和电磁耦合电路，所述整流电路、补偿网络、电磁耦合电路均与高频逆变电路相连，整流电路同时与工频电网相连，整流电路将电网的交流电转化为直流电并输送给高频逆变电路，高频逆变电路将输入的电流转化为高频交流电并输送给补偿网络，补偿网络对能量进行补偿，高频逆变电路同时将高频交流电输送至电磁耦合电路，在电磁耦合电路中，初级绕组在周围空间产生交变磁场，相应地，次级绕组中感应出交流电压，并将产生的充电控制信号用于充电装置。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明采用全桥式逆变功率变换器使系统工作在谐振状态下，保持电源和传输绕组之间的频率一致，在大功率应用上，不仅提供足够的输出功率，还具有相应的输出频率。2)本发明的补偿网络改善电动汽车动态模式下无线电能传输性能，对绕组两侧进行补偿。使其在电源的工作频率下发生谐振，传输效率达到最大。

3)本发明电磁耦合机构的耦合性能是动态模式无线能量传输系统设计的核心问题和基础。本设计多初级绕组并联式动态无线能量传输系统中，耦合性好，传输效率髙，系统稳定性强。

4)本发明初级和次级绕组为可分离的松耦合变压器，绕组之间存在较大气隙，所以传输距离相对较长。5)正由于该种无线充电系统中的新型接收装置放具有如上优点，将其应用于磁耦合谐振式无线电能传输系统中不仅能够提高前端能量的利用率还能够通过调节频率来解决系统因频率分裂现象而导致输出功率急剧下降的问题，电能传输系统中不仅能够提高能量的利用率还能够增加传输距离。6)本发明设计的无线充电系统中的新型控制装置按照传输方式为磁谐振式无限电能传输，采用谐振，满足传输距离的要求，初级和次级绕组可分离的松耦合变压器，绕组之间存在较大气隙，部分磁通只与一个绕组匝链，不与另一个绕组匝链，而通过空气等介质形成闭合磁路，因此变压器的漏磁通较大，导致漏感较大(其感值与励磁电感相当)、耦合系数较低，变压器初级和次级电压和电流关系不完全满足匝比关系。但多初级绕组并联式动态无线能量传输系统中，耦合性好，传输效率髙，系统稳定性强。并利用半桥电容串联谐振变换器控制变换。

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

附图说明

图1无线充电系统中的新型控制装置组成框图。

图2无线充电系统中的新型控制装置原理图。

图3双金属层电感的等效电路。

图4半桥电路状态一电路。

图5半桥电路状态二电路。

图6半桥电路状态三电路。

图7半桥电路状态四电路。

图8半桥电路状态五电路。

图9半桥电路状态六电路。

图中编号所代表的含义为：1为工频电网，2为整流电路，3为高频逆变电路，4为补偿网络，5为电磁耦合电路，6为充电控制信号。

具体实施方式

结合附图，本发明的一种无线充电系统中的新型控制装置，包括整流电路2、高频逆变电路3、补偿网络4和电磁耦合电路5，所述整流电路2、补偿网络4、电磁耦合电路5均与高频逆变电路3相连，整流电路2同时与工频电网1相连，整流电路2将电网的交流电转化为直流电并输送给高频逆变电路3，高频逆变电路3将输入的电流转化为高频交流电并输送给补偿网络4，补偿网络4对能量进行补偿，高频逆变电路3同时将高频交流电输送至电磁耦合电路5，在电磁耦合电路5中，初级绕组在周围空间产生交变磁场，相应地，次级绕组中感应出交流电压，并将产生的充电控制信号6用于充电装置。

所述的整流电路2包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4，上述四个二极管形成全桥电路，第一电容c1并联在全桥电路侧，功率开关管mos并联在输出口，第一电感l1串联在第一电容c1和功率开关管mos之间，电容c0并联在输出端，第五二极管d5在电容c0和功率开关管mos之间作续流。

所述高频逆变电路3由第一功率开关管q1、第六二极管d6和第五电容c5并联而成，并串联第二功率开关管q2、第七二极管d7和第六电容c6的并联，再形成半桥电路。

所述的补偿网络4包括第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4，上述电容分别是初次级绕组的补偿电容。

所述的电磁耦合电路5包括第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3，第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4分别为串联在两初级侧绕组和次级侧绕组的自感，第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3分别为串联在两初级侧绕组和次级侧绕组的内阻。

本发明采用全桥式逆变功率变换器使系统工作在谐振状态下，保持电源和传输绕组之间的频率一致，在大功率应用上，不仅提供足够的输出功率，还具有相应的输出频率。

下面进行更详细的描述。

1.无线充电系统中的新型控制装置

无线充电系统中的新型控制装置有多种不同逆变装置，主要差别在于逆变原理的不同，本发明采用的是使用半桥逆变电路，其电路原理图如图2所示。

工频电网1，整流电路2(由d1、d2、d3、d4形成全桥电路，c1并联在全桥电路侧，mos并联在输出口，l1串联在c1和mos之间，c0并联在输出端，d5在c0和mos之间作续流)，高频逆变电路3(由q1、d6和c5并联而成和串联q2、d7和c6的并联，再形成半桥电路)，补偿网络4(由c2、c3、c4分别是初次级绕组的补偿电容)，电磁耦合电路5(由l2、l3、l4分别为串联在两初级侧绕组和次级侧绕组的自感，r1、r2、r3分别为串联在两初级侧绕组和次级侧绕组的内阻，i1、i2、i3分别为两初级侧绕组和次级侧绕组的电流值，m12、m13、m23分别为初次级绕组之间的互感)。充电控制信号6。

主要元器件：整流电路二极管、高频逆变电路功率放大器、补偿网络电容、电磁耦合电路多初级变压器、电阻。

无线充电系统中的新型接收装置为了实现最大效率的输出，其必须满足一下设计：2.整流电路和高频逆变电路设计

充电模式无线电能传输系统中功率变换器主要有两类，一部分是用于ac－dc的高频整流装置，另外是驱动初级绕组的高频交流电源。系统能否高效传输取决于系统是否工作在谐振状态下，要保持电源和传输绕组之间的频率一致，尤其是在大功率应用上，不仅要提供足够的输出功率，还有具有相应的输出频率，因而高频电源是整个装置设计的关键一环。目前在兆赫兹级别下能够实现大功率电源的主要方式有振荡式、逆变电路和功率放大器。同时，一些在较低频率下可忽略的寄生参数，在高频下将对电路的性能产生重要影响，尤其是电磁器件的涡流、漏感、导线的交流阻抗和分布电容，在高频和低频下表现都有很大不同。由于电动汽车动态模式供电系统要求的传输功率较大，同时受电力电子器件的限制，系统工作频率一般在几十khz到几千khz不等，频率越髙，大功率的输出就越难实现，因此更适合采用逆变电路，今后的分析都是基于逆变展开。为了同时满足输出功率和频率可控，目前设计采用全桥式逆变电路。

原边电路为d类半桥切换电路，电容串联补偿，由于实际电路中谐振频率随着负载变化而变化，所以需要设计控制电路，控制方式采用变频控制，使系统达到谐振频率或在谐振频率附近工作。

将直流电输入d类半桥串联谐振变换电路，直流电经过高频半桥切换电路后产生具有直流成分的高频方波，将此方波输入串联谐振电路，从而使感应线圈产生类似正弦的变化电流。图4，5，6，7，8，9为半桥电路的六种状态方式。

状态一：电路工作状态如图4所示，开关s1打开，s2闭合，开关管电压为电源电压vdc，电路电流逐渐上升，开关s1闭合，此状态结束。

状态二：电路工作状态如图5所示，此时二个开关管都为关闭状态，此时感应线圈的输入电流维持原方向流动，输入电流分别对开关管的寄生电容s1和s2充放电，因此电容c1的电压逐渐升高，电容c2的电压逐渐减少。

状态三：电路工作状态如图6所示。状态三时开关管都为闭合状态，电感电流也将电容cl的电压充至vdc，此时c2的端电压放电完毕。感应线圈电流通过开关管内部续流二极管续流。

状态四：电路工作状态如图7所示，开关s2导通，开关s1继续闭合，端电压为零，感应线圈电流开始换向，电流通过s2且逐渐上升，开关s2闭合，此状态结束。

状态五：电路工作状态如图8所示，此时开关管s1和s2都闭合，寄生电容通过感应线圈放电，直至到零，电源电压给开关s1的寄生电容c2充电至开路电压vdc。

状态六：电路工作状态如图9所示，寄生电容c2充电至vdc，寄生电容cl放电至零，感应线圈电流通过开关管sl的反并联二极管续流。开关管s1的端电压为零，此时若开通s1，可以实现零电压开通。

3.补偿网络

为了改善电动汽车动态模式下无线电能传输性能，需要对绕组两侧进行补偿。使其在电源的工作频率下发生谐振，传输效率达到最大。一般采用电容补偿，串联补偿是将电容与绕组的电感串联，而并联补偿是将电容并联在绕组等效电感的两侧，初、次级都可以有串联和并联补偿两种方式，其中多种方法可任意组合，常见的基本补偿网络有四种，即；ss、sp、ps、pp。

工频电网经过工频整流及支撑电容滤波后变为直流电源，后经过高频逆变驱动耦合线圈谐振，将电能转换成原边耦合线圈中的电场能和磁场能，电场能量储存在谐振电容中，磁场能量储存在耦合线圈中，此时电场能量和磁场能量相等，并且会随系统工作频率周期性的转化。

原边耦合线圈产生的磁场能量，通过耦合线圈之间的互感作用，转换成副边耦合线圈中的电场能量，且由于副边耦合线圈在相同频率下谐振，则电场能量在耦合线圈与谐振电容之间相互交换。

电场能量通过电路供给负载消耗，由于原副边耦合线圈谐振频率相同，因此可将能量源源不断地从电源传输到负载。

平面螺旋电感器

平面螺旋电感器的几何形状，平面螺线电感是应用最广泛的射频集成电感。图4，5，6是六边形、八边形、方形平面螺旋电感。圆形平面螺旋电感的导线长度比相同外径d的方形螺旋电感短，品质因数高10％左右。平面螺旋电感由低阻金属导线(铝、铜、金或银)，厚度为tox的二氧化硅层和硅基板构成。嵌入二氧化硅层中的金属层作为金属螺旋线，最顶层的金属层通常最厚，从而导电性最好，而且最顶层的金属层和硅基板间的间距较大减小寄生电容c＝∈am/tox，增加了自谐振频率其中am是金属导线的面积。基板可由厚度达到500700μm的厚硅、gaas或sige制备。厚度为0.43μm的薄二氧化硅层用来隔离金属导线和硅基板。螺旋线的外端直接和端口连接。螺旋的最内端要通过下层金属层或“飞线”进行连接。整个螺旋结构通过焊盘连接并被基板环绕。

方形、矩形、六边形、八边形和环形是常用的螺旋电感结构。通常六边形和八边形螺旋电感每匝的电感值和串联电阻比方形螺旋电感小。六边形和八边形结构占据的芯片面积较大，故这两种结构很少应用。

只有具备两层或多层金属工艺的条件下才能制备平面螺旋集成电感，原因是平面螺旋电感的内连接需要一层与螺旋导线层的金属层来连接。方形电感形状与ic布局工具最兼容。很容易利用曼哈顿(manhattan)架构的物理布局工具(如magic)进行设计。六边形、八边形和高阶多边形螺旋电感的品质因数qlo比方形电感大。

集成电感的重要参数有电感值ls、品质因数qlo和自谐振频率fr。典型的电感值为120nh，品质因数为520，自谐振频率为220ghz。品质因数q低是平面螺旋电感存在的主要问题。电感的几何参数有线圈匝数n、金属导线宽度w、金属导线高度h、线圈匝与匝之间的距离s、内径d、外径d、硅基板的厚度tsi、金属导线和底层电极间的氧化层厚度tuox。最顶层的金属层通常用来制造集成电感，因为它是最厚的金属层，电阻最小，并且最顶层与基板间的间距最大，从而减小了寄生电容。

低电阻的惰性金属(如金)是集成电感优选的金属导体材料，其他低电阻金属如铜和银在硫和潮湿环境中的电阻相差较大。作为贵金属铂的价格是金的两倍且电阻率大。金属导线厚度h应该大于2δ，其中一个趋肤深度δ在导线顶部，另一个趋肤深度δ在导线底部。磁通的方向垂直与基板。磁场穿透基板并在其中感生涡流，所以高电导率的基板往往会降低电感的品质因数qlo。优化螺旋几何形状和金属导线宽度能减小导线的欧姆电阻和基板的寄生电容。为了减小基板中的功率损耗，基板可以用高电阻的二氧化硅[如硅绝缘体(soi)]，厚介电层，或者厚的、多层导体线制作。

方形平面电感

螺旋电感的总电感值等于各直线段导体自感与各直线段导体间互感之和。如果两平行直线段导体中的电流方向相同，互感是正的。反之，如果两平行直线段导体中的电流方向相反，互感则是负的。相互垂直导体的互感是零。方形螺旋电感中相邻平行直线段导体中的电流方向相同，因此电感值较大。

已有几个表达式可以用来估计射频螺旋平面电感的电感值。通常，平面螺旋电感的电感值随线圈匝数n和电感面积a的增加而增加，随金属导线与接地面之间距离的减小而减小。

面积为a任意形状(如方形、矩形、六边形、八边行或环形)单回路导线的电感值为

因此，半径为r的单匝圆形回路电感电感值为

l≈πμ0r＝4π²×10^-7r＝4×10^-6r(h)

(2)

例如，r＝1mm，l＝4nh。

经常在集成电路中应用的n匝任意平面螺旋电感的电感值为

l≈πμ0rn²＝4π²×10^-7rn²＝4×10^-6rn²(h)

(3)

其中，n是线圈匝数，r是螺旋半径。

bryan公式

bryan经验公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为

其中，最外层直径为

d＝d+2nw+2(n-1)s

(5)

式中，n是线圈匝数，d和d分别是电感的最外层和最内层直径，单位是m。wheeler公式

wheeler修正公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为

其中，

d＝d+2nw+2(n-1)s

(7)

所有尺寸单位是m。用n，w和s表示的电感值为

greenhouse公式

greenhouse公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为

所有尺寸单位是m。

grover公式

方形或导线横截面积为矩形的矩阵平面螺旋电感的电感表达式为

其中导线长度为

l＝2(d+w)+2n(2n-1)(w+s)

(11)

外径为

d＝d+2nw+2(n-1)s

(12)

h是金属导线的高度。l,w,s,h的单位是m。这个方程和直线导体电感的表达式是一样的。grover公式只考虑了自感而忽略了导线间的互感。

rosa公式

方形平面螺旋电感的电感值表达式为

所有尺寸单位是m。

granin公式

平面螺旋电感的电感值经验表达式为(电感值在5～50nh时误差<10％)

其中，am是金属导线面积，atot是总的电感面积，w是导线宽度，s是导线间距。所有尺寸单位是m。

单项式公式

方形平面螺旋电感的电感值数据拟合单项式经验表达式为

所有尺寸单位是μm。

jenei公式

总的电感值包括自感lself、正的互感m⁺。

4.电磁耦合电路

传统多绕组变压器处于紧耦合状态，铁心上绕有一个初级绕组和几个次级绕组的变皮器。初级和次级绕组之间的气隙较小，漏感远小于励磁电感，而初级和次级绕组之间的互感较大、耦合系数较髙，初级和次级的电压和电流分别满足相应的匝比关系。这种情况下，分析和计算时可以忽略漏感的影响。

而动态模式无线电能传输系统中的电磁耦合机构，本质是初级和次级绕组可分离的松耦合变压器，绕组之间存在较大气隙，部分磁通只与一个绕组匝链，不与另一个绕组匝链，而通过空气等介质形成闭合磁路，因此变压器的漏磁通较大，导致漏感较大(其感值与励磁电感相当)、耦合系数较低，变压器初级和次级电压和电流关系不完全满足匝比关系。用传统多绕组变压器模型来描述松耦合变压器初级和次级绕组的电压和电流关系时，需要将漏感和激磁电感分开来考虑，因此不便用于对松耦合变压器的分析。

多绕组松耦合变压器的互感等效模型是利用反映电压和感应电压的概念来分析变压器初级和次级绕姐的耦合关系，即利用互感参数来分析变压器初级和次级绕组的耦合关系。在进行分析时，将变压器的励磁电感和漏感整合为变压器初级和次级绕组的电感量，不再将其区分计算，因此利用互感耦合模型对多绕组松耦合变压器进行分析相对简单。

在连续导通模式下反激式转换器中的变压器设计

变压器设计的实际考虑

变压器是反激式转化器中最为重要的元件。它的作用有直流隔离、交流耦合、电压变换以及磁能存储。当变压器的磁能增加时，电流在初级绕组流动，磁能减小，电流在次级绕组流动。因此在反激式转化器中的变压器起着存储电感和磁能传输的作用，还作为变压器来提供直流隔离、交流耦合以及电流电压的转换。

初级绕组应该从骨架最里层开始绕，这样可以减少线的长度，使得初级绕组的铜损耗达到最小。此外，因为次级绕组作为法拉第屏蔽，emi噪声辐射也会降低，初级绕组的最里层应该与功率mosfet的漏极相接，从而由次级绕组带来的带有最高电压线圈的屏蔽会最大。多路输出变压器中，最大输出功率的次级绕组应置于最靠近初级绕组一层，这样可以保证更好的耦合以及降低漏感。如果次级绕组匝数较少，则应使线圈遍布于整个窗口的宽度以使耦合系数最大化。如果次级绕组匝数较少且由线绕成，则绕线应该从平层开始沿着窗口宽度绕，以增加耦合系数、减小临近效应。

本发明设计的无线充电系统中的新型控制装置按照传输方式为磁谐振式无限电能传输，采用谐振，满足传输距离的要求，初级和次级绕组可分离的松耦合变压器，绕组之间存在较大气隙，部分磁通只与一个绕组匝链，不与另一个绕组匝链，而通过空气等介质形成闭合磁路，因此变压器的漏磁通较大，导致漏感较大(其感值与励磁电感相当)、耦合系数较低，变压器初级和次级电压和电流关系不完全满足匝比关系。但多初级绕组并联式动态无线能量传输系统中，耦合性好，传输效率髙，系统稳定性强。并利用半桥电容串联谐振变换器控制变换。