一种基于改进混合环的多频整流电路的制作方法

本发明涉及无线能量传输领域，更具体地，涉及了一种基于改进混合环的多频整流电路。

背景技术：

相对于传统的能量采集方式，射频能量采集技术在很多应用场景中有着无可比拟的优势，比如无线传感网络、体内医疗设备供电等低功耗电子设备组网场景。

在无线传感网领域，节点的供电方式可通过收集环境中散布的能量，如风能、热能、动能、太阳能等，传统的能量采集受地域和气候条件所限制，只能在特定的地区应用，约束了实际应用场景。在各种能量收集的技术中，存在一种通过对手机通信基站、电视广播塔所发出的电磁信号进行收集的无线能量收集技术。在室外或室内，微波能量有可移动性、绿色免费、不受昼夜环境影响的特点，通过整流天线收集固定频段的微波能量，以供各种低功耗无线传感节点工作。

由于实际环境中电磁功率密度较小，设计一种宽频带、高效率的射频整流电路是非常有需要的。但传统的整流天线的尺寸较大，集成难度较高，工作频率带宽较窄，及转换效率较低，在很多应用场合的使用都受到较大的限制。

技术实现要素：

为解决以上现有技术的难题，本发明结合混合环结构、多支路整流结构、倍压器结构、多频/宽频整流的特点，提供了一种基于改进混合环的多频整流电路，该整流电路有低频段支路、中频段支路和高频段支路，对三个频段的射频能量进行整流，实现对三频段的射频能量的收集，因此能够达到提高能量利用率的效果。

为实现以上发明目的，本发明采用的技术方案是：

一种基于改进混合环的多频整流电路，包括输入接头、改进的混合环、低频段支路、中频段支路和高频段支路；

其中所述低频段支路包括低频阻抗匹配网络、低频段的倍压整流支路和低频段的谐波抑制支路，其中低频阻抗匹配网络的输入端与改进的混合环的第一输出端连接，低频阻抗匹配网络的输出端与低频段的倍压整流支路的输入端连接，低频段的倍压整流支路的输出端与低频段的谐波抑制支路的输入端连接；

所述中频段支路包括中频阻抗匹配网络、中频段的倍压整流支路和中频段的谐波抑制支路，其中中频阻抗匹配网络的输入端与改进的混合环的第二输出端连接，中频阻抗匹配网络的输出端与中频段的倍压整流支路的输入端连接，中频段的倍压整流支路的输出端与中频段的谐波抑制支路的输入端连接；

所述高频段支路包括高频阻抗匹配网络、高频段的倍压整流支路和高频段的谐波抑制支路，其中高频阻抗匹配网络的输入端与改进的混合环的第三输出端连接，高频阻抗匹配网络的输出端与高频段的倍压整流支路的输入端连接，高频段的倍压整流支路的输出端与高频段的谐波抑制支路的输入端连接；

多频整流电路通过输入接头与射频源建立连接，其中输入接头与改进的混合环输入端连接，低频段支路对低频段的射频能量进行整流，中频段支路对中频段的射频能量进行整流，高频段支路对高频段的射频能量进行整流，改进的混合环用于使输入端中不同频率的射频能量得到匹配和分路至各个输出端，其中低频段支路、中频段支路和高频段支路内分别设置有低频阻抗匹配网络、中频阻抗匹配网络和高频阻抗匹配网络，用于进行阻抗匹配，将低频段支路、中频段支路和高频段支路的输入阻抗都匹配至50欧姆，从输入接头看，实现三频段的阻抗匹配。

优选的，所述改进的混合环包括第一传输线、第一开路枝节、第二开路枝节、第三开路枝节、第一弯曲传输线、第二弯曲传输线、第三弯曲传输线和第四弯曲传输线，其中第一传输线的一端与输入接头连接，第一传输线的另一端分别与第一弯曲传输线的一端和第四弯曲传输线的一端连接；第一弯曲传输线的另一端分别与第一开路枝节的一端、第二弯曲传输线的一端、中频阻抗匹配网络的输入端连接；第二弯曲传输线的另一端分别与第二开路枝节、第三弯曲传输线的一端连接、高频阻抗匹配网络的输入端连接；第三弯曲传输线的另一端分别与第三开路枝节、第四弯曲传输线的一端连接、低频阻抗匹配网络的输入端连接；第四弯曲传输线的另一端分别与第一传输线、第一弯曲传输线的一端连接。

优选的，所述低频阻抗匹配网络包括第二传输线和第一短路枝节，其中第二传输线的一端与改进的混合环的第三输出端连接，第二传输线的另一端与第一短路枝节的一端连接，第一短路枝节的另一端接地，第二传输线的另一端还与低频段的倍压整流支路的输入端连接；

所述中频阻抗匹配网络包括第三传输线和第二短路枝节，其中第三传输线的一端与改进的混合环的第一输出端连接，第三传输线的另一端与第二短路枝节的一端连接，第二短路枝节的另一端接地，第三传输线的另一端与中频段的倍压整流支路的输入端连接；

所述高频阻抗匹配网络包括第四传输线，其中第四传输线的一端与改进的混合环的第二输出端连接，第四传输线的另一端与高频段的倍压整流支路的输入端连接。

优选的，所述低频段的倍压整流支路包括电容c3、二极管d5、二极管d6，其中低频段阻抗匹配网络的输出端通过电容c3与二极管d5的阴极连接，二极管d5的阳极与低频段的谐波抑制支路的输入端连接，二极管d6的阳极与二极管d5的阴极连接，二极管d6的阴极接地；低频段的谐波抑制支路的输出端接地；

所述中频段的倍压整流支路包括电容c1、二极管d1、二极管d2，其中中频段阻抗匹配网络的输出端通过电容c1与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与中频段的谐波抑制支路的输入端连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接，二极管d2的阳极与中频段的谐波抑制支路的输出端连接；

所述高频段的倍压整流支路包括电容c2、二极管d3、二极管d4，其中高频段阻抗匹配网络的输出端通过电容c2与二极管d3的阳极连接，二极管d3的阴极与高频段的谐波抑制支路的输入端连接，二极管d4的阴极与二极管d4的阳极连接，二极管d4的阳极接地；高频段的谐波抑制支路的输出端与低频段的谐波抑制支路的输出端连接，高频段的谐波抑制支路的输入端还与中频段的谐波抑制支路的输出端连接。

优选的，所述低频段的谐波抑制支路为电容cf3，中频段的谐波抑制支路为电容cf1，高频段的谐波抑制支路为电容cf2。优选的，输入接头的射频能量经过改进的混合环，分别进入三个整流支路进行整流，低频段整流支路、中频段整流支路和高频段整流支路均采用二倍压的整流结构；中频段整流支路和高频段整流支路对射频能量进行整流后产生正电压，低频段整流支路对射频能量进行整流后产生负电压，中频段整流支路和高频段整流支路产生的两个正电压通过电容cf1和电容cf2进行累加，累加的正电压与低频段整流支路产生的负电压差分连接，输出跨接在直流负载上。

优选的，为了节省整体尺寸大小，所述低频段支路、中频段支路和高频段支路均位于改进的混合环内部。

优选的，所述输入接头为sma公母接头。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、采用改进的混合环，与传统混合环比较，改进的混合环的输出端均有射频能量输出，三个输出端分别输出低频段、中频段和高频段至三个整流支路，改进的混合环有匹配和分路的作用；

2、三个整流支路均采用不同的匹配网络，分别对低频段、中频段和高频段实行匹配，提高射频能量利用率；

3、两个整流支路采用输出正电压的整流结构，一个整流支路采用输出负电压的整流结构，两个正电压累加，与负电压差分连接，灵活处理三个整流支路的输出电压；

4、整流支路均采用二倍压的整流结构，提高直流负载输出电压；

5、抑制谐波采用并联电容代替枝节微带线，缩小电路尺寸，提高集成度。

附图说明

图1为整流电路的结构示意图。

图2为图1的整流电路的等效示意图。

图3为图1的整流电路的s11参数的曲线图。

图4为图1的整流电路的整流效率与输入功率的曲线图。

图5为图1的整流电路的整流效率与频率的曲线图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

实施例1

基于改进混合环的多频整流电路的结构及其原理如图1、2所示，由特性阻抗为50欧姆的微带线作为信号输入端，经改进的混合环至低频段支路、中频段支路和高频段支路，所述三个支路都包括阻抗匹配网络、倍压整流支路和谐波抑制支路。三个支路的匹配网络工作于不同的频段，射频能量经过输入接头后，经改进的混合环的输入端进入混合环，对射频能量分路和匹配后，经改进的混合环的三个输出端至三个支路，低频段支路对特定的低频段进行整流，中频段支路对特定的中频段进行整流，高频段支路对特定的高频段进行整流。经过倍压整流后需要进行谐波抑制，以滤除输出电压中高次谐波成分。

如图2所示，基于改进混合环的多频整流电路，包括改进的混合环1、低频段支路、中频段支路、高频段支路和直流负载电阻9，所述低频段支路包括低频段阻抗匹配网络4、低频段的倍压整流支路7和低频段的谐波抑制支路，其中低频段的谐波抑制支路为电容cf3，所述中频段支路包括中频段阻抗匹配网络2、中频段的倍压整流支路5和中频段的谐波抑制支路，其中中频段的谐波抑制支路为电容cf1，所述高频段支路包括高频段阻抗匹配网络3、高频段的倍压整流支路6和高频段的谐波抑制支路，其中高频段的谐波抑制支路为电容cf2。电容cf1、电容cf2和电容cf3串联构成谐波抑制支路8。

其中输入接头的输出端与改进混合环1的输入端连接，改进混合环1的第一输出端与中频段阻抗匹配网络2的输入端连接，改进混合环1的第二输出端与高频段阻抗匹配网络3的输入端连接，改进混合环1的第三输出端与低频段阻抗匹配网络4的输入端连接。低频段阻抗匹配网络4的输出端与低频段的倍压整流支路7的输入端连接，低频段的倍压整流支路7的输出端与cf3连接；中频段阻抗匹配网络2的输出端与中频段的倍压整流支路5的输入端连接，中频段的倍压整流支路5的输出端与cf1连接；高频段阻抗匹配网络3的输出端与高频段的倍压整流支路6的输入端连接，高频段的倍压整流支路6的输出端与cf2连接；谐波抑制支路8的cf1与cf3之间跨接直流负载电阻9。

在具体的实施过程中，如图1所示，所述改进的混合环1包括第一传输线11、第一开路枝节12、第二开路枝节13、第三开路枝节14、第一弯曲传输线15、第二弯曲传输线16、第三弯曲传输线17和第四弯曲传输线18，其中第一传输线11的一端与输入接头连接，第一传输线11的另一端分别与第一弯曲传输线15的一端和第四弯曲传输线18的一端连接；第一弯曲传输线15的另一端分别与第一开路枝节12的一端、第二弯曲传输线16的一端、中频阻抗匹配网络2的输入端连接；第二弯曲传输线16的另一端分别与第二开路枝节13、第三弯曲传输线17的一端连接、高频阻抗匹配网络3的输入端连接；第三弯曲传输线17的另一端分别与第三开路枝节14、第四弯曲传输线18的一端连接、低频阻抗匹配网络4的输入端连接；第四弯曲传输线18的另一端分别与第一传输线11、第一弯曲传输线15的一端连接。

所述低频阻抗匹配网络4包括第二传输线41和第一短路枝节42，其中第二传输线41的一端与改进的混合环1的第三输出端连接，第二传输线41的另一端与第一短路枝节42的一端连接，第一短路枝节42的另一端接地，第二传输线41的另一端与低频段的倍压整流支路7的输入端连接；所述中频阻抗匹配网络2包括第三传输线21和第二短路枝节22，其中第三传输线21的一端与改进的混合环1的第一输出端连接，第三传输线21的另一端与第二短路枝节22的一端连接，第二短路枝节22的另一端接地，第三传输线21的另一端与中频段的倍压整流支路5的输入端连接；所述高频阻抗匹配网络3包括第四传输线31，其中第四传输线31的一端与改进的混合环1的第二输出端连接，第四传输线31的另一端与高频段的倍压整流支路6的输入端连接。

在具体的实施过程中，如图2所示，所述低频段的倍压整流支路7包括电容c3、二极管d5、二极管d6，其中低频段阻抗匹配网络4的输出端通过电容c3与二极管d5的阴极连接，二极管d5的阳极与谐波抑制支路8中的cf3连接，二极管d6的阳极与二极管d5的阴极连接，二极管d6的阴极接地；所述中频段的倍压整流支路5包括电容c1、二极管d1、二极管d2，其中中频段阻抗匹配网络2的输出端通过电容c1与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与谐波抑制支路8中的短路电容cf1一端连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接，二极管d2的阳极与短路电容cf1的另一端连接；所述高频段的倍压整流支路6包括电容c2、二极管d3、二极管d4，其中高频段阻抗匹配网络3的输出端通过电容c2与二极管d3的阳极连接，二极管d3的阴极与谐波抑制支路8中的cf2连接，二极管d4的阴极与二极管d4的阳极连接，二极管d4的阳极接地。

在本实施例中，上述多频整流电路的低频段支路的工作频率为1.85ghz频段，中频段支路的工作频率为2.1ghz频段，高频段支路的工作频率为2.45ghz频段。其中，1.85ghz频段为目前通用的gsm1800频段，2.1ghz频段为cdma2000频段，2.45ghz频段为常用的wifi频段。对上述多频整流电路的s11参数进行了测试，具体测试的结果如图3所示。由图3可知，整流电路在1.85ghz、2.1ghz和2.45ghz的回波损耗(s11)都达到局部最小，整流电路的能量输入实现最大化。对上述多频整流电路的整流效率进行了测试，具体测试的结果如图4、5所示，由图4可知，整流电路在1.87ghz的整流效率达61.7％，由图5可知，整流电路对于gsm1800频段、cdma2000频段和wifi频段的整流效率均超过35％。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。