本发明涉及一种转换装置、设备及控制方法。
背景技术：
在专利文献1中，记载有用于对进行电压转换的转换器中的并联连接的电力用半导体模块的负载分布进行平衡的方法及装置，各模块的开关的接通及断开时间设定为在开关转换时所有模块中可获得均匀的电流负载。具体而言，将各模块的实际电流值设为实际负载值而进行测定，将所测定的实际电流的平均值作为相对各模块所需电流值而进行设定，根据各模块的所需电流值与实际电流值之差，增加向各开关的栅极信号的电平。该专利文献1中所记载的技术还记载在专利文献2、专利文献3及专利文献4中。
以往技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平07-221619号公报
专利文献2：美国专利第6795009号说明书
专利文献3：美国专利第8598853号说明书
专利文献4：美国专利申请公开第2014/0055114号说明书
技术实现要素：
发明要解决的技术课题
专利文献1中所记载的技术中，根据各模块的实际电流值与这些实际电流的平均值之间的差分增减栅极信号的电平，因此若上述差分的值较大且栅极信号的电平成为0，则导致由并联连接的电力用半导体模块组成的转换器无法稳定地进行原有的功能即电压转换。
本发明的目的在于，提供一种不影响原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低多个相之间的相电流的偏流的转换装置、设备及控制方法。
用于解决技术课题的手段
为了实现上述目的，技术方案1所述的发明为一种转换装置，其具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，
所述控制部具有：
第一决定部(例如为后述的实施方式中的基本控制部321)，其决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比；
第二决定部(例如为后述的实施方式中的均衡控制部325、上限值限制部327)，其按多个所述转换部的每一个，分别决定对所述基本占空比进行校正的校正占空比；以及
生成部(例如为后述的实施方式中的控制信号生成部329)，其生成根据所述基本占空比及所述校正占空比的控制信号，
所述第二决定部根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分来决定所述校正占空比，
所述第二决定部根据所述基本占空比设定所述校正占空比的上限值或下限值。
技术方案2所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为0％以上且小于第一阈值(例如为后述的实施方式中的值d1)时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案3所述的发明在技术方案2所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为所述第一阈值以上且小于相比所述第一阈值更大的第二阈值(例如为后述的实施方式中的值d2)时，所述基本占空比越接近所述第一阈值，将所述上限值或所述下限值设定为越接近0的值。
技术方案4所述的发明在技术方案3所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为所述第二阈值以上时，将所述上限值或所述下限值设定为规定值。
技术方案5所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在多个所述转换部的至少一个为停止状态或邻近停止状态时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案6所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为第四阈值(例如为后述的实施方式中的值d4)以上且100％以下时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案7所述的发明在技术方案6所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为小于所述第四阈值的第三阈值(例如为后述的实施方式中的值d3)以上且小于所述第四阈值时，所述基本占空比越接近所述第四阈值，将所述上限值或所述下限值设定为越接近0的值。
技术方案8所述的发明在技术方案7所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比小于所述第三阈值时，将所述上限值或所述下限值设定为规定值。
技术方案9所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在多个所述转换部的至少一个成为直接连接状态或邻近直接连接状态时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案10所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为0％以上且小于第一阈值时以及所述基本占空比为第四阈值以上且100％以下时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案11所述的发明在技术方案10所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为所述第一阈值以上且小于相比所述第一阈值更大的第二阈值时，所述基本占空比越接近所述第一阈值，将所述上限值或所述下限值设定为越接近0的值，
在所述基本占空比为相比所述第四阈值更小的第三阈值以上且小于所述第四阈值时，所述基本占空比越接近所述第四阈值，将所述上限值或所述下限值设定为越接近0的值。
技术方案12所述的发明在技术方案11所述的发明的基础上，
所述第二决定部在所述基本占空比为所述第二阈值以上时以及所述基本占空比小于所述第三阈值时，将所述上限值或所述下限值设定为规定值。
技术方案13所述的发明在技术方案1所述的发明的基础上，
所述第二决定部在多个所述转换部的至少一个成为停止状态或邻近停止状态或者直接连接状态或邻近直接连接状态时，将所述上限值或所述下限值设定为0。
技术方案14所述的发明为一种转换装置，其具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，
所述控制部具有：
第一决定部(例如为后述的实施方式中的基本控制部321)，其决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比；
第二决定部(例如为后述的实施方式中的均衡控制部325、上限值限制部327)，其根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分，对多个所述转换部分别决定单独的校正占空比；以及
生成部(例如为后述的实施方式中的控制信号生成部329)，其在通过根据所述基本占空比及所述校正占空比的所述控制信号来控制所述转换模块时，针对多个所述转换部的至少一个的占空比成为100％或0％的情况下，生成仅根据所述基本占空比的所述控制信号。
技术方案15所述的发明为一种转换装置，其具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，
所述控制部具有：
第一决定部(例如为后述的实施方式中的基本控制部321)，其决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比；
第二决定部(例如为后述的实施方式中的均衡控制部325、上限值限制部327)，其根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分，对多个所述转换部分别决定单独的校正占空比；以及
生成部(例如为后述的实施方式中的控制信号生成部329)，其在通过根据所述基本占空比及所述校正占空比的所述控制信号来控制所述转换模块时，多个所述转换部的至少一个成为停止状态或邻近停止状态或者直接连接状态或邻近直接连接状态的情况下，生成仅根据所述基本占空比的所述控制信号。
技术方案16所述的发明为一种设备，其具有技术方案1至15中任一项所述的转换装置。
技术方案17所述的发明为一种转换装置的控制方法，该转换装置具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，
在所述控制方法中，
决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比，
根据所述基本占空比设定对所述基本占空比进行校正的校正占空比的上限值或下限值，
根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分，按多个所述转换部的每一个分别决定所述校正占空比，
生成根据所述基本占空比及所述校正占空比的控制信号。
技术方案18所述的发明为一种转换装置的控制方法，该转换装置具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，
在所述控制方法中，
决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比，
根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分，对多个所述转换部分别决定单独的校正占空比，
在通过根据所述基本占空比及所述校正占空比的所述控制信号来控制所述转换模块时，针对多个所述转换部的至少一个的占空比成为100％或0％的情况下，生成仅根据所述基本占空比的所述控制信号。
技术方案19所述的发明为一种转换装置的控制方法，该转换装置具备：
转换模块(例如为后述的实施方式中的vcu111)，其具有多个相，且该多个相并联电连接，所述相具有：转换部，其能够进行电源(例如为后述的实施方式中的蓄电池105)所放电的电力或充电于所述电源的电力的电压转换；以及传感器(例如为后述的实施方式中的相电流传感器1151、1152)，其检测流经所述转换部的相电流的电流值；以及
控制部(例如为后述的实施方式中的ecu313)，其通过根据规定占空比而生成的控制信号来分别控制多个所述转换部，所述控制方法中，
决定所述转换模块的输入或输出成为目标电压或目标电流的、针对全部所述多个相的共用的基本占空比；
根据分别流经多个所述转换部的多个相电流的差分，对多个所述转换部分别决定单独的校正占空比，
在通过根据所述基本占空比及所述校正占空比的所述控制信号来控制所述转换模块时，多个所述转换部的至少一个成为停止状态或邻近停止状态或者直接连接状态或邻近直接连接状态的情况下，生成仅根据所述基本占空比的所述控制信号。
发明效果
根据技术方案1、技术方案16及技术方案17的发明，分别控制转换模块的多个转换部的控制信号基于基本占空比及校正占空比，用于取多个相之间的相电流的平衡的校正占空比的上限值或下限值根据基本占空比而设定。通过设定该上限值或下限值，校正占空比相对于基本占空比被抑制成适当量，因此能够使转换模块的控制稳定。即，校正占空比不影响转换模块的原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低多个相之间的相电流的偏流。
根据技术方案2的发明，基本占空比为0％或0％附近时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态。
根据技术方案3的发明，关于校正占空比的上限值或下限值，基本占空比越接近0％附近即第一阈值，设定为越接近0的值，因此能够进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制，且还能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态。
根据技术方案4的发明，基本占空比为脱离0％的第二阈值以上的值时，校正占空比的上限值或下限值设定为规定值，因此能够可靠地进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制。
根据技术方案5的发明，多个转换部的至少一个成为停止状态或邻近停止状态时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态。
根据技术方案6的发明，基本占空比为100％或100％附近时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的直接连接状态。
根据技术方案7的发明，关于校正占空比的上限值或下限值，基本占空比越接近100％附近的第四阈值，设定为越接近0的值，因此能够进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制，且还能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的直接连接状态。
根据技术方案8的发明，基本占空比为小于脱离100％的第三阈值的值时，校正占空比的上限值或下限值设定为规定值，因此能够可靠地进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制。
根据技术方案9的发明，多个转换部的至少一个成为直接连接状态或邻近直接连接状态时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的直接连接状态。
根据技术方案10的发明，基本占空比为0％或0％附近或者100％或100％附近时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态或直接连接状态。
根据技术方案11的发明，关于校正占空比的上限值或下限值，基本占空比越接近0％附近的第一阈值，设定为越接近0的值，基本占空比越接近100％附近的第四阈值，设定为越接近0的值，因此能够进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制，且还能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态或直接连接状态。
根据技术方案12的发明，基本占空比为远离0％的第二阈值以上的值或小于远离100％的第三阈值的值时，校正占空比的上限值或下限值设定为规定值，因此能够可靠地进行用于取多个相之间的相电流的平衡的控制。
根据技术方案13的发明，多个转换部的至少一个成为停止状态或邻近停止状态或者直接连接状态或邻近直接连接状态时，校正占空比的上限值或下限值设定为0，因此能够防止多个转换部的仅一部分因校正占空比成为不进行电压转换的停止状态或直接连接状态。
根据技术方案14、技术方案16及技术方案18的发明，分别控制转换模块的多个转换部的控制信号原则上基于基本占空比及校正占空比，但在针对多个转换部的至少一个的占空比因用于取多个相之间的相电流的平衡的校正占空比而成为100％或0％时，控制信号仅根据基本占空比生成。其结果，能够使转换模块的控制稳定。即，校正占空比不影响转换模块的原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低多个相之间的相电流的偏流。
根据技术方案15、技术方案16及技术方案19的发明，分别控制转换模块的多个转换部的控制信号原则上基于基本占空比及校正占空比，但在多个转换部的至少一个因用于取多个相之间的相电流的平衡的校正占空比而成为停止状态或邻近停止状态或者直接连接状态或邻近直接连接状态时，控制信号仅根据基本占空比生成。其结果，能够使转换模块的控制稳定。即，校正占空比不影响转换模块的原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低多个相之间的相电流的偏流。
附图说明
图1是表示搭载有本发明所涉及的一实施方式的转换装置的电动车辆的概要结构的框图。
图2是表示蓄电池、一实施方式的vcu、pdu、电动发电机及ecu的关系的电路图。
图3是表示图2所示的vcu所具有的两个转换部(相)的各结构要素及平滑电容器的、从z轴方向观察的位置关系的图。
图4是表示蓄电池、其他实施方式的vcu、pdu、电动发电机及ecu的关系的电路图。
图5是表示图4所示的vcu所具有的两个转换部(相)的各结构要素及平滑电容器的、从z轴方向观察的位置关系的图。
图6是表示第一实施方式的ecu的内部结构的框图。
图7是表示控制信号生成部所生成的两种控制信号的经时变化的一例的图。
图8是表示vcu将输入电压升压为输出电压时流经各转换部的相电流与偏流量的经时变化的一例的图。
图9是表示第二实施方式的ecu的内部结构的框图。
图10是表示预设在上限值限制部的校正占空比的上限值的设定幅度的图。
图11是表示正常的相电流追随已出故障的相电流传感器的检测值即异常值而成为过电流时的经时变化的图。
图12是表示第三实施方式的ecu的内部结构的框图。
图13是表示设定在第三实施方式的上限值限制部的、基本占空比与校正占空比的上限值之间的关系的图。
图14a是表示基本占空比接近100％时的，校正占空比未限制为上限值时的控制信号的各占空比的经时变化的一例，图14b是表示基本占空比接近100％时的，在第三实施方式中校正占空比限制为上限值时的控制信号的各占空比的经时变化的一例的图。
图15a是表示产生在vcu内部循环的直流成分的循环电流的状态的图，图15b是表示蓄积在平滑电容器中的能量流向vcu侧的状态的图。
图16a是表示基本占空比接近0％时的，校正占空比未限制为上限值时的控制信号的各占空比的经时变化的一例，图16b是表示基本占空比接近0％时的，在第三实施方式中校正占空比限制为上限值时的控制信号的各占空比的经时变化的一例的图。
图17a是表示产生在vcu内部循环的直流成分的循环电流的状态的图，图17b是表示蓄积在平滑电容器中的能量流向vcu侧的状态的图。
图18是表示第四实施方式的ecu的内部结构的框图。
图19是表示设定在第四实施方式的上限值限制部的、基本占空比与校正占空比的上限值之间的关系的图。
图20是表示波形零交叉而成为不连续的相电流的一例的图。
符号说明：
101电动发电机
103pdu
111vcu
105蓄电池
107电流传感器
1151、1152相电流传感器
1091、1092电压传感器
113、213、313、413ecu
121、221、321、421基本控制部
123、223、323、423偏流量计算部
125、225、325、425均衡控制部
127、229、329、429控制信号生成部
227、327、427上限值限制部
c1、c2平滑电容器
l1、l2电抗器
co铁芯。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
(第一实施方式)
图1是表示搭载有本发明所涉及的一实施方式的转换装置的电动车辆的概要结构的框图。图1中的粗实线表示机械连结，双重虚线表示电力配线，细实线箭头表示控制信号，细虚线箭头表示检测值等的数据。图1所示的1mot型电动车辆具备电动发电机(mg)101、pdu(powerdriveunit)103、蓄电池(bat)105、电流传感器107、电压传感器1091、1092、vcu(voltagecontrolunit)111及ecu(electroniccontrolunit)113。需要说明的是，电流传感器107及vcu111所具有的后述相电流传感器为不具有电流的检测对象即电路和电接点(节点)的所谓孔型电流传感器。各电流传感器具有磁芯及霍尔元件，作为磁电转换元件的霍尔元件将与产生在磁芯的间隙中的输入电流成比例的磁场转换为电压。
以下，对电动车辆所具备的各结构要素进行说明。
电动发电机101通过由蓄电池105供给的电力而驱动，从而产生用于电动车辆行驶的动力。在电动发电机101产生的转矩通过包含变速段或固定段的齿轮箱gb及差速齿轮d传递到驱动轮w。并且，电动发电机101在电动车辆进行减速时作为发电机进行动作，从而输出电动车辆的制动力。需要说明的是，通过使电动发电机101作为发电机进行动作而产生的再生电力蓄积在蓄电池105中。
pdu103将直流电压转换为三相交流电压并向电动发电机101施加。并且，pdu103将在电动发电机101的再生动作时输入的交流电压转换为直流电压。
蓄电池105具有称作锂离子电池或镍氢电池等的多个蓄电单元，通过vcu111对电动发电机101供给高电压电力。需要说明的是，蓄电池105并不限定于称作锂离子电池或镍氢电池的二次电池。例如，将可蓄电容量较少但能够在短时间内进行大量电力的充放电的电容器(kondensator)或电容器(capacitor)用作蓄电池105也无妨。
电流传感器107对既是蓄电池105的输出电流的向vcu111的输入电流i1进行检测。电压传感器1091对既是蓄电池105的输出电压的向vcu111的输入电压v1进行检测。电压传感器1092对vcu111的输出电压v2进行检测。
vcu111为所谓的多相转换器，其具有能够进行蓄电池105所放电的电力或充电于蓄电池105的电力的电压转换的两个转换部，且使这些相互并联连接，并且将该输出节点与输入节点共用化。vcu111将蓄电池105的输出电压以直流的状态进行升压。并且，vcu111将在电动车辆减速时由电动发电机101所发电而转换成直流的电力进行降压。通过vcu111降压的电力充电于蓄电池105。
图2是表示蓄电池105、vcu111、pdu103、电动发电机101及ecu113的关系的电路图。如图2所示，vcu111所具有的各转换部具有电抗器，在该电抗器的高侧与低侧分别具有并联连接的二极管和开关转换元件的群组，从而构成升压斩波电路。并且，vcu111具有分别检测流经两个转换部的相电流il1、il2的各电流值的相电流传感器1151、1152。需要说明的是，在vcu111的输入侧与两个转换部并联地设有平滑电容器c1，在vcu111的输出侧设有平滑电容器c2。
vcu111所具有的两个转换部并联电连接，各转换部通过ecu113在所希望定时对由高侧与低侧构成的两个开关转换元件进行开闭切换控制，由此进行电压转换。转换部中的开关转换元件的开闭切换动作通过具有ecu113所生成的脉冲状的规定占空比的控制信号(pwm(pulsewidthmodulation)信号)进行控制。需要说明的是，对各转换部的开闭切换控制为开闭切换相位通过来自ecu113的控制信号偏移180度的交织控制。
图3是表示图2所示的vcu111所具有的两个转换部的各结构要素及平滑电容器c1、c2的、从z轴方向观察的位置关系的图。在以下说明中，vcu111所具有的转换部与相电流传感器的群组表现为“相”。因此，本实施方式中，如图3所示，将包含电抗器l1的转换部与相电流传感器1151的群组表示为“相1”，将包含电抗器l2的转换部与相电流传感器1152的群组表示为“相2”。
如图3所示，本实施方式中，相1及相2在xy平面上并列排列成一列。并且，构成相1的电抗器l1的铁芯与构成相2的电抗器l2的铁芯成共用化，各电抗器的线圈针对铁芯的绕组方向为相互相反。因此，电抗器l1与电抗器l2相互磁耦合。并且，由电抗器l1与电抗器l2成共用化的铁芯co遍及相1及相2配置在xy平面上。xy平面可以是水平面，也可以是垂直面。
另外，在图3中，示出了使相同电流流过相互磁耦合的电抗器时，在各个相产生的磁通量抵消的点。流经电抗器l1的电流il1及流经电抗器l2的电流il2分别通过电磁感应产生磁通量1及磁通量2。如上述，电抗器l1的铁芯与电抗器l2的铁芯成共用化，因此磁通量1与磁通量2成相反方向而相互抵消。因此，能够抑制电抗器l1与电抗器l2中的磁饱和。
各相的电抗器l1、l2的感应电流il1、il2输入到与连接低侧的开关转换元件的一端与高侧的开关转换元件的一端的节点相连的节点node2。低侧的开关转换元件的另一端的节点node1与接地线连接。并且，各相的输出电流从高侧的开关转换元件的另一端的节点node3输出。
需要说明的是，如图4所示，构成相1、相2的各电抗器的铁芯也可以是独立的结构。但是，即使在该情况下，如图5所示，相1及相2在xy平面上也并列排列成一列。
ecu113进行基于供给至构成vcu111的两个相的开关转换元件的控制信号的开闭切换控制及pdu103的控制。以下，参照图6～图8对基于ecu113的vcu111的控制进行详细说明。
图6是表示第一实施方式的ecu113的内部结构的框图。如图6所示，第一实施方式的ecu113具有基本控制部121、偏流量计算部123、均衡控制部125及控制信号生成部127。需要说明的是，基本控制部121为管理用于将vcu111的输入或输出设为目标值的控制的机构，偏流量计算部123与均衡控制部125为管理用于均衡流经构成vcu111的两个转换部的相电流的控制的机构，控制信号生成部127为生成与上述目的不同的两个控制的双方对应的脉冲状的控制信号的机构。
以下，对第一实施方式的ecu113所具有的各结构要素进行说明。
基本控制部121根据电压传感器1091所检测的vcu111的输入电压v1、电压传感器1092所检测的vcu111的输出电压v2及目标电压值，决定用于输入电压v1或输出电压v2成为目标电压值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。需要说明的是，基本控制部121也可以根据电流传感器107所检测的向vcu111的输入电流i1及目标电流值，决定用于输入电流i1成为目标电流值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。
偏流量计算部123计算相电流传感器1151、1152分别检测的vcu111的各相的相电流il1与相电流il2的差分(il1-il2)，将该差分与均衡目标值的差分作为偏流量而进行计算。需要说明的是，均衡目标值只要没有将一方的相电流偏置的特别理由，则为0(零)[a]。因此，偏流量计算部123将“il2-il1(＝0-(il1-il2))”作为偏流量进行计算。
均衡控制部125根据偏流量计算部123所计算的偏流量，决定用于均衡相电流il1、il2的、对控制信号的基本占空比d进行加法运算或减法运算的校正占空比δd。即，均衡控制部125分别单独决定绝对值相等的正值校正占空比“+δd”及负值校正占空比“-δd”。
控制信号生成部127生成根据基本控制部121所决定的基本占空比d及均衡控制部125所决定的校正占空比δd的两种控制信号s1、s2。图7是表示控制信号生成部127所生成的控制信号s1、s2的经时变化的一例的图。如图7所示，控制信号生成部127生成占空比为“d+δd”的控制信号s1及占空比为“d-δd”的控制信号s2。如图2或图4所示，通过控制信号生成部127生成的两种控制信号s1、s2中的一个供给到构成vcu111的两个转换部中的一个转换部的开关转换元件，另一个控制信号供给到另一个转换部的开关转换元件。
通过上述说明的控制信号s1、s2，构成vcu111的各转换部的开关转换元件被进行开闭切换控制，因此vcu111进行反映了用于将输入或输出设为目标值的控制和用于均衡相电流il1、il2的控制这两个控制的电压转换。其结果，如图8所示，作为vcu111将输入电压v1升压为输出电压v2时流经各转换部的相电流il1与相电流il2的差分表示的偏流量被抑制在规定值以下。
如以上说明，根据本实施方式，用于取两个相之间的相电流的平衡的校正占空比包含绝对值相等的正值(+δd)和负值(-δd)，由于该些正值与负值的校正占空比的总和为0，因此若将包含两个相的vcu111整体看作一个单位，则各相的校正占空比δd有效地抵消。因此，能够在如下状态下，降低两个相之间的相电流的偏流，该状态为抑制对用于进行电压转换的根据基本占空比d的控制的基于校正占空比δd的影响的状态。即，校正占空比δd不影响vcu111的原有的功能即电压转换的效率，就能够降低两个相之间的相电流的偏流。需要说明的是，上述正值与负值的校正占空比的总和并不限定于0，该总和的绝对值也可以为规定值以下。即使在该情况下，各相的校正占空比δd也有效地抵消，因此校正占空比δd不影响vcu111的原有的功能即电压转换的效率，就能够降低两个相之间的相电流的偏流。
(第二实施方式)
第二实施方式的电动车辆与第一实施方式的电动车辆的不同点为ecu的内部结构，除了该点以外与第一实施方式相同。因此，对除了ecu以外的与第一实施方式相同或相等部分的说明进行简略或省略。
图9是表示第二实施方式的ecu213的内部结构的框图。在图9中，对与第一实施方式的图6共用的结构要素附加相同参照符号。如图9所示，第二实施方式的ecu213具有基本控制部221、偏流量计算部223、均衡控制部225、上限值限制部227及控制信号生成部229。需要说明的是，基本控制部221为管理用于将vcu111的输入或输出设为目标值的控制的机构，偏流量计算部223、均衡控制部225及上限值限制部227为管理用于均衡流经构成vcu111的两个转换部的相电流的控制的机构，控制信号生成部229为生成与上述目的不同的两个控制的双方对应的脉冲状的控制信号的机构。
以下，对第二实施方式的ecu213所具有的各结构要素进行说明。
基本控制部221根据电压传感器1091所检测的vcu111的输入电压v1、电压传感器1092所检测的vcu111的输出电压v2及目标电压值，决定用于输入电压v1或输出电压v2成为目标电压值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。需要说明的是，基本控制部221也可以根据电流传感器107所检测的向vcu111的输入电流i1及目标电流值，决定用于输入电流i1成为目标电流值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。
偏流量计算部223计算相电流传感器1151、1152分别检测的vcu111的各相的相电流il1与相电流il2的差分(il1-il2)，将该差分与均衡目标值的差分作为偏流量而进行计算。需要说明的是，均衡目标值只要没有将一方的相电流偏置的特别理由，则为0(零)[a]。因此，偏流量计算部223将“il2-il1(＝0-(il1-il2))”作为偏流量进行计算。
均衡控制部225根据偏流量计算部223所计算的偏流量，决定用于均衡相电流il1、il2的、对控制信号的基本占空比d进行加法运算或减法运算的校正占空比δd。即，均衡控制部225分别单独决定绝对值相等的正值校正占空比“+δd”及负值校正占空比“-δd”。
若均衡控制部225所决定的校正占空比δd的绝对值(|δd|)为超过预设为小于基本占空比d的值的上限值δdlim的值，则上限值限制部227将该上限值δdlim作为上限处理后的校正占空比δd’而输出，若该绝对值|δd|在上限值δdlim以下，则将均衡控制部225所决定的校正占空比δd直接作为校正占空比δd’而输出。
预设在上限值限制部227的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim为如下值，即vcu111正常动作时均衡控制部225所决定的校正占空比δd的最大值δdtha以上、且vcu111所具有的相电流传感器中的至少一个异常时均衡控制部225所决定的校正占空比δd的最小值δdthb以下。即，校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为图10所示的上限值设定幅度内的规定值。需要说明的是，该规定值为相比上述最小值δdthb更接近上述最大值δdtha的值。
控制信号生成部229生成根据基本控制部221所决定的基本占空比d及上限值限制部227所输出的校正占空比δd’的两种控制信号s1、s2，即占空比为“d+δd”’的控制信号s1及占空比为“d-δd”’的控制信号s2。如图2或图4所示，通过控制信号生成部229生成的两种控制信号s1、s2中的一个供给到构成vcu111的两个转换部中的一个转换部的开关转换元件，另一个控制信号供给到另一个转换部的开关转换元件。
通过上述说明的控制信号s1、s2，构成vcu111的各转换部的开关转换元件被进行开闭切换控制，因此vcu111进行反映了用于将输入或输出设为目标值的控制和用于均衡相电流il1、il2的控制这两个控制的电压转换。其结果，作为vcu111将输入电压v1升压为输出电压v2时流经各转换部的相电流il1与相电流il2的差分表示的偏流量被抑制在规定值以下。
如以上说明，根据本实施方式，即使vcu111所具有的相电流传感器中的至少一个异常，控制信号生成部229所生成的控制信号s1、s2的占空比中所包含的校正占空比δd’的绝对值还在小于基本占空比d的上限值以下，因此能够抑制如下vcu111的控制，该控制基于由已出故障的相电流传感器的检测值中所包含的误差等引起的过剩的校正占空比δd。
并且，预设在上限值限制部227的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim在为了降低在vcu111所具有的所有相电流传感器正常的状态下可能产生的各相的偏流而决定的校正占空比δd的最大值δdtha以上。因此，若所有相电流传感器为正常，则在多个相之间不产生极度偏流的范围内最大限度地进行vcu111的控制。并且，上述上限值δdlim为为了降低在vcu111所具有的一部分相电流传感器异常的状态下可能产生的各相的偏流而决定的校正占空比δd的最小值δdthb以下的值。即，该最小值δdthb为在已出故障的相电流传感器的检测值显示异常值时，正常的相电流不会追随该异常值而成为过电流的最大值。因此，即使已出故障的相电流传感器的检测值显示异常值时，也不会进行基于校正占空比δd的vcu111的过剩的控制，从而正常的相电流不会达至过电流。
需要说明的是，vcu111所具有的一部分相电流传感器异常，因此控制信号生成部229决定大于上述最小值δdthb的值的校正占空比δd，通过根据该校正占空比δd和基本占空比d的、占空比为“d+δd”的控制信号s1及为“d-δd”的控制信号s2，对vcu111的各转换部进行开闭切换控制时，如图11所示，正常的相电流追随已出故障的相电流传感器的检测值即异常值而成为过电流。
并且，上述上限值δdlim为为了降低在所有相电流传感器正常的状态下可能产生的各相的偏流而决定的接近校正占空比δd的最大值δdtha的值，因此即使所有相电流传感器为正常，也能够向各检测值中所包含的误差实施一定程度的措施，且能够最大限度地实施在多个相之间不产生极度偏流的范围内的vcu111的控制。
(第三实施方式)
第三实施方式的电动车辆与第一实施方式的电动车辆的不同点为ecu的内部结构，除了该点以外与第一实施方式相同。因此，对除了ecu以外的与第一实施方式相同或相等部分的说明进行简略或省略。
图12是表示第三实施方式的ecu313的内部结构的框图。在图12中，对与第一实施方式的图6共用的结构要素附加相同参照符号。如图12所示，第三实施方式的ecu313具有基本控制部321、偏流量计算部323、均衡控制部325、上限值限制部327及控制信号生成部329。需要说明的是，基本控制部321为管理用于将vcu111的输入或输出设为目标值的控制的机构，偏流量计算部323、均衡控制部325及上限值限制部327为管理用于均衡流经构成vcu111的两个转换部的相电流的控制的机构，控制信号生成部329为生成与上述目的不同的两个控制的双方对应的脉冲状的控制信号的机构。
以下，对第三实施方式的ecu313所具有的各结构要素进行说明。
基本控制部321根据电压传感器1091所检测的vcu111的输入电压v1、电压传感器1092所检测的vcu111的输出电压v2及目标电压值，决定用于输入电压v1或输出电压v2成为目标电压值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。需要说明的是，基本控制部321也可以根据电流传感器107所检测的向vcu111的输入电流i1及目标电流值，决定用于输入电流i1成为目标电流值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。
偏流量计算部323计算相电流传感器1151、1152分别检测的vcu111的各相的相电流il1与相电流il2的差分(il1-il2)，将该差分与均衡目标值的差分作为偏流量而进行计算。需要说明的是，均衡目标值只要没有将一方的相电流偏置的特别理由，则为0(零)[a]。因此，偏流量计算部323将“il2-il1(＝0-(il1-il2))”作为偏流量进行计算。
均衡控制部325根据偏流量计算部323所计算的偏流量，决定用于均衡相电流il1、il2的、对控制信号的基本占空比d进行加法运算或减法运算的校正占空比δd。即，均衡控制部325分别单独决定绝对值相等的正值校正占空比“+δd”及负值校正占空比“-δd”。
若均衡控制部325所决定的校正占空比δd的绝对值(|δd|)为超过预设为小于基本占空比d的值的上限值δdlim的值，则上限值限制部327将该上限值δdlim作为上限处理后的校正占空比δd’而输出，若该绝对值|δd|在上限值δdlim以下，则将均衡控制部325所决定的校正占空比δd直接作为校正占空比δd’而输出。
预设在上限值限制部327的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim根据基本控制部321所决定的基本占空比d而设定。图13是表示设定在第三实施方式的上限值限制部327的、基本占空比d与校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim之间的关系的图。需要说明的是，图13中，作为基本占空比d的值，具有0＜d1＜d2＜d3＜d4＜100的关系。若基本占空比d为0％，则构成vcu111的转换部中的至少一个成停止状态，若基本占空比d为100％，则构成vcu111的转换部中的至少一个成为直接连接状态。
校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim为vcu111中的两个转换部中的一方的占空比因校正占空比δd而不会成为0％(停止状态)或100％(直接连接状态)的最大值。如图13所示，本实施方式中的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim在基本占空比d为0～d1(％)的范围及d4～100(％)的范围内设定为0％，在基本占空比d为d1～d2(％)的范围内，基本占空比d越小，设定为越接近0％的值，在基本占空比d为d3～d4(％)的范围内，基本占空比d越大，设定为越接近0％的值，在基本占空比d为d2～d3(％)的范围内设定为小于预设的基本占空比d的值。需要说明的是，在基本占空比d为d2～d3(％)的范围内设定的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim为在第二实施方式中也进行了说明的图10所示的上限值设定幅度内的规定值，其为vcu111进行正常动作时均衡控制部325所决定的校正占空比δd的最大值δdtha以上、且vcu111所具有的相电流传感器中的至少一个异常时均衡控制部325所决定的校正占空比δd的最小值δdthb以下的值。需要说明的是，该规定值为相比上述最小值δdthb更接近上述最大值δdtha的值。
控制信号生成部329生成根据基本控制部321所决定的基本占空比d及上限值限制部327所输出的校正占空比δd’的两种控制信号s1、s2，即占空比为“d+δd”’的控制信号s1及占空比为“d-δd”’的控制信号s2。通过控制信号生成部329生成的两种控制信号s1、s2中的一个供给到构成vcu111的两个转换部中的一个转换部的开关转换元件，另一个控制信号供给到另一个转换部的开关转换元件。
图14a是表示基本占空比d接近100％时的、校正占空比δd的绝对值未限制为上限值δdlim时的控制信号s1、s2的各占空比的经时变化的一例，图14b是表示基本占空比d接近100％时的、在第三实施方式中校正占空比δd的绝对值限制为上限值δdlim时的控制信号s1、s2的各占空比的经时变化的一例的图。在图14a中，即使基本占空比d接近100％，校正占空比δd也不会发生变化，因此由于该校正占空比δd，控制信号s1的占空比“d+δd”最先达到100％。在控制信号s1的占空比“d+δd”达到100％的状态下，供给控制信号s1的转换部成为直接连接状态。如图15a所示，若构成vcu111的一个转换部成为直接连接状态，则在另一个转换部的电抗器l2的放电期间，产生在vcu111内部循环的直流成分的循环电流，从而存储在平滑电容器c2的能量的大部分流向直接连接状态的转换部侧。并且，如图15b所示，在电抗器l2的充電期间，蓄积在平滑电容器c2的能量流向vcu111侧。这样，若vcu111中的一个转换部成为直接连接状态，则无法有效利用能量，若另一个转换部在该状态下直接继续进行电压转换，则由于基于基本控制部321的控制，相电流有可能达至过电流。
相对于此，若应用本实施方式中的校正占空比的绝对值的上限值δdlim，则如图14b所示，控制信号s1、s2的各占空比同时达到100％，该定时相比在图14a中控制信号s1的占空比“d+δd”达到100％的定时更慢。
基本占空比d接近0％时也能够应用上述说明。图16a是表示基本占空比接近0％时的、校正占空比δd的绝对值未限制为上限值δdlim时的控制信号s1、s2的各占空比的经时变化的一例，图16b是表示基本占空比接近0％时的、在第三实施方式中校正占空比δd的绝对值限制为上限值δdlim时的控制信号s1、s2的各占空比的经时变化的一例的图。在图16a中，即使基本占空比d接近0％，校正占空比δd也不会发生变化，因此由于该校正占空比δd，控制信号s2的占空比“d-δd”最先达到0％。在控制信号s2的占空比“d-δd”达到0％的状态下，供给控制信号s2的转换部成为停止状态。如图17a所示，若构成vcu111的一个转换部成为停止状态，则在另一个转换部的电抗器l1的放电期间，产生在vcu111内部循环的直流成分的循环电流，从而存储在平滑电容器c2的能量的大部分流向停止状态的转换部侧。并且，如图17b所示，在电抗器l1的充電期间，蓄积在平滑电容器c2的能量流向vcu111侧。这样，若vcu111中的一个转换部成为停止状态，则无法有效利用能量，若另一个转换部在该状态下直接继续进行电压转换，则由于基于基本控制部321的控制，相电流有可能达至过电流。
相对于此，若应用本实施方式中的校正占空比的绝对值的上限值δdlim，则如图16b所示，控制信号s1、s2的各占空比同时达到0％，该定时相比在图16a中控制信号s2的占空比“d-δd”达到0％的定时更慢。
通过上述说明的控制信号s1、s2，构成vcu111的各转换部的开关转换元件被进行开闭切换控制，因此vcu111进行反映了用于将输入或输出设为目标值的控制和用于均衡相电流il1、il2的控制这两个控制的电压转换。其结果，作为vcu111将输入电压v1升压为输出电压v2时流经各转换部的相电流il1与相电流il2的差分表示的偏流量被抑制在规定值以下。
如以上说明，根据本实施方式，分别控制vcu111的两个转换部的控制信号s1、s2根据基本占空比d及校正占空比δd’生成，并且用于取两个相电流的平衡的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim根据基本占空比d设定。通过该上限值δdlim的设定，以其中任一个转换部不会成为停止状态或直接连接状态的方式，校正占空比δd’相对基本占空比d抑制成适当量，因此能够使vcu111的控制稳定。即，上限值δdlim以下的校正占空比δd’不会影响vcu111的原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低两个相电流之间的偏流。
并且，若存在两个转换部的一个占空比因均衡控制部325所决定的校正占空比δd成为100％(直接连接状态)或0％(停止状态)的可能性，则控制信号s1、s2仅根据基本占空比d生成。即，基本占空比d在0％或0％附近或100％或100％附近时，校正占空比的上限值δdlim设定为0，因此能够防止两个转换部中的仅一个因校正占空比成为停止状态或直接连接状态。
并且，关于校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim，在基本占空比d为d1～d2(％)的范围内，基本占空比d越接近0％附近即值d1，设定为越接近0的值，在基本占空比d为d3～d4(％)的范围内，基本占空比d越接近100％附近即值d4，设定为越接近0的值，因此能够进行用于取两个相之间的相电流的平衡的控制，且能够防止两个转换部中的仅一方因校正占空比成为停止状态或直接连接状态。并且，在基本占空比d为d2～d3(％)的范围内，校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为规定值，因此能够可靠地进行用于取两个相之间的相电流的均衡的控制。
(第四实施方式)
第四实施方式的电动车辆与第一实施方式的电动车辆的不同点为ecu的内部结构，除了该点以外与第一实施方式相同。因此，对除了ecu以外的与第一实施方式相同或相等部分的说明进行简略或省略。
图18是表示第四实施方式的ecu413的内部结构的框图。在图18中，对与第一实施方式的图6共用的结构要素附加相同参照符号。如图18所示，第四实施方式的ecu413具有基本控制部421、偏流量计算部423、均衡控制部425、上限值限制部427及控制信号生成部429。需要说明的是，基本控制部421为管理用于将vcu111的输入或输出设为目标值的控制的机构，偏流量计算部423、均衡控制部425及上限值限制部427为管理用于均衡流经构成vcu111的两个转换部的相电流的控制的机构，控制信号生成部429为生成与上述目的不同的两个控制的双方对应的脉冲状的控制信号的机构。
以下，对第四实施方式的ecu413所具有的各结构要素进行说明。
基本控制部421根据电压传感器1091所检测的vcu111的输入电压v1、电压传感器1092所检测的vcu111的输出电压v2及目标电压值，决定用于输入电压v1或输出电压v2成为目标电压值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。需要说明的是，基本控制部421也可以根据电流传感器107所检测的向vcu111的输入电流i1及目标电流值，决定用于输入电流i1成为目标电流值的、针对构成vcu111的各转换部的开关转换元件的控制信号的基本占空比d。
偏流量计算部423计算相电流传感器1151、1152分别检测的vcu111的各相的相电流il1与相电流il2的差分(il1-il2)，将该差分与均衡目标值的差分作为偏流量而进行计算。需要说明的是，均衡目标值只要没有将一方的相电流偏置的特别理由，则为0(零)[a]。因此，偏流量计算部423将“il2-il1(＝0-(il1-il2))”作为偏流量进行计算。
均衡控制部425根据偏流量计算部423所计算的偏流量，决定用于均衡相电流il1、il2的、对控制信号的基本占空比d进行加法运算或减法运算的校正占空比δd。即，均衡控制部425分别单独决定绝对值相等的正值校正占空比“+δd”及负值校正占空比“-δd”。
若均衡控制部425所决定的校正占空比δd的绝对值(|δd|)为超过预设为小于基本占空比d的值的上限值δdlim的值，则上限值限制部427将该上限值δdlim作为上限处理后的校正占空比δd’而输出，若该绝对值|δd|在上限值δdlim以下，则将均衡控制部425所决定的校正占空比δd直接作为校正占空比δd’而输出。
预设在上限值限制部427的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim根据相电流传感器1151、1152分别检测的vcu111的各相的相电流il1与相电流il2之和(il1+il2)、即流经vcu111的总电流的大小设定。需要说明的是，相电流il1与相电流il2之和(il1+il2)与向vcu111的输入电流i1相等。因此，校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim也可以根据电流传感器107所检测的输入电流i1或其目标电流的大小设定。并且，该上限值δdlim也可以根据vcu111的输出电流或其目标电流的大小设定。
图19是表示设定在第四实施方式的上限值限制部的、基本占空比d与校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim之间的关系的图。图19中，作为输入电流i1的值，具有0＜ia＜ib的关系。校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim为vcu111中的两个转换部的其中一个占空比因校正占空比δd不会成为0％(停止状态)或100％(直接连接状态)的最大值。如图19所示，关于本实施方式中的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim，在输入电流i1为0～ia的范围内设定为0％，在输入电流i1为ia～ib的范围内，输入电流i1越小，设定为越接近0％的值，在输入电流i1为ib以上的范围内，设定为小于预设的基本占空比d的值。需要说明的是，在输入电流i1为ib以上的范围内设定的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim为在第二实施方式中也进行了说明的图10所示的上限值设定幅度内的规定值，其为vcu111进行正常动作时均衡控制部425所决定的校正占空比δd的最大值δdtha以上、且vcu111所具有的相电流传感器中的至少一个异常时均衡控制部425所决定的校正占空比δd的最小值δdthb以下的值。需要说明的是，该规定值为相比上述最小值δdthb更接近上述最大值δdtha的值。
校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为0％的输入电流i1的范围(0～ia)为所谓的低电流区域。若在低电流区域中根据校正占空比δd进行用于均衡相电流的控制，则在流经两个转换部的相电流的至少一方，如图20所示，电流的波形以进行零交叉的方式成为不连续。流过这样的相电流的转换部成为不连续模式，因此控制稳定性受损。因此，本实施方式中，在存在构成vcu111的转换部的至少一个成为不连续模式的可能性的低电流区域中，将校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为0％，从而进行仅根据基本占空比d的控制。
关于图19所示的、低电流区域中的输入电流i1的最大值即值ia，其为即使考虑vcu111所具有的相电流传感器1151、1152的检测值中所包含的误差，vcu111中的两个转换部中的一个因基本占空比d不会成为停止状态的最小值。例如，若与在相电流传感器1151、1152的各检测值中可能包含的误差对应的占空比为de，则与在输入电流i1中可能包含的误差对应的占空比为“2de”。此时，关于输入电流ia，设定有以相比占空比2de大一些的值的基本占空比控制vcu111时的实际输入电流i1。
控制信号生成部429生成根据基本控制部421所决定的基本占空比d及上限值限制部427所输出的校正占空比δd’的两种控制信号s1、s2，即占空比为“d+δd”’的控制信号s1及占空比为“d-δd”’的控制信号s2。通过控制信号生成部429生成的两种控制信号s1、s2中的一个供给到构成vcu111的两个转换部中的一个转换部的开关转换元件，另一个控制信号供给到另一个转换部的开关转换元件。
通过上述说明的控制信号s1、s2，构成vcu111的各转换部的开关转换元件被进行开闭切换控制，因此vcu111进行反映了用于将输入或输出设为目标值的控制和用于均衡相电流il1、il2的控制这两个控制的电压转换。其结果，作为vcu111将输入电压v1升压为输出电压v2时流经各转换部的相电流il1与相电流il2的差分表示的偏流量被抑制在规定值以下。
如以上说明那样，根据本实施方式，分别控制具有检测值中包含误差的相电流传感器1151、1152的vcu111的两个转换部的控制信号s1、s2基于基本占空比d及校正占空比δd’，用于取两个相之间的相电流的平衡的校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim根据流经各转换部的相电流il1、il2之和、或者vcu111的输入电流i1或其目标电流的大小设定。通过该上限值δdlim的设定，以其中任一个转换部不会成为停止状态的方式，校正占空比δd’相对电流的大小抑制成适当量，因此不会流过循环电流从而能够使vcu111的控制稳定。即，上限值δdlim以下的校正占空比δd’不会影响vcu111的原有的功能即电压转换的稳定性，就能够降低两个相电流之间的偏流。
并且，在存在两个转换部中的至少一个因校正占空比δd成为不连续模式的可能性的低电流区域中，控制信号s1、s2仅根据基本占空比d生成，因此能够使vcu111的控制稳定。即，校正占空比不会影响转换模块的原有的功能即电压转换的稳定性。
并且，相电流il1与相电流il2之和、或者向vcu111的输入电流i1或其目标电流的大小较小时，校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为0％，因此能够防止两个转换部的一部分因校正占空比δd’成为不连续模式。
并且，即使在相电流传感器1151、1152存在不可避免的误差，通过根据基本占空比d的控制，转换部的至少一个不会成为停止状态，因此能够确保vcu11中的电压转换的稳定性。
并且，关于校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim，越接近低电流区域，设定为越接近0的值，因此能够进行用于取两个相之间的相电流的平衡的控制，且还能够防止两个转换部的一部分因校正占空比δd’成为不连续模式。
并且，在相电流il1与相电流il2之和、或者向vcu111的输入电流i1或其目标电流的大小充分大的区域中，校正占空比δd的绝对值的上限值δdlim设定为上限值设定幅度内的规定值，因此能够可靠地进行用于取两个相之间的相电流的平衡的控制。
需要说明的是，本发明并不限定于上述的实施方式，而能够进行适当变形、改良等。例如，上述第一至第四实施例分别进行了独立说明，但也可以设为组合两个以上实施例的电动车辆。
并且，上述说明的电动车辆为1mot型ev(electricalvehicle)，但可以是搭载有多个电动发电机的ev，也可以是与至少一个电动发电机一同搭载有内燃机的hev(hybridelectricalvehicle)或phev(plug-inhybridelectricalvehicle)。并且，上述实施方式中，对本发明所涉及的转换装置搭载于电动车辆的例子进行了说明，但也可以在不以输送为目的的电气设备上设有该转换装置。该转换装置对于能够输出大电流的电源为优选，尤其优选向近年来大电流化显著的计算机中的应用。
本实施方式的vcu111为对蓄电池105的电压进行升压的升压型电压转换器，但也可以是对蓄电池105的电压进行降压的降压型电压转换器或向双向进行升降压的升降压型电压转换器。