本公开涉及开关转换器的控制单元，具体地涉及(但不限于)
功率因数校正(pfc)转换器。特别地，控制单元是在不连续导电模式(dcm)和峰值电流控制模式下操作的电压转换器。
背景技术：
以已知的方式，例如在台式计算机、led照明设备或电子设备中，以开关模式(开关模式电源或smps)操作的电源中使用的电压转换器通常需要满足关于电气性能的严格要求。
特别地，这样的转换器必须保证高质量因数(例如大于0.9的基本上统一的功率因数(pf))以及理想地为零的输入电流的总谐波失真(thd)。
通常，这样的电压转换器能够将所接收的输入幅度，例如，来自电力供应网络的交流电压(ac)转换为经调节的输出幅度(例如，直流电压(dc))，其在之后用于为电负载供电。
特别地，例如在需要高输出功率的情况下，已知使用具有两级架构的功率转换器，其中第一级是pfc转换器(通常为升压或升压式pfc转换器)。该pfc转换器对网络交流电压执行升压操作，生成连续调节的输出电压。pfc转换器由合适的控制单元或模块(“控制器”)控制，以调节电线路吸收的功率因数。
图1示出了由相关控制单元或模块(使用附图标记2指示)控制的电压转换器(具体是pfc升压转换器，使用附图标记1整体表示)的接线图。
控制单元2是集成电路，并且具有其自己的封装和相关的输入和输出引脚。该集成电路可以安装在具有形成电压转换器1的电路部件或相应的集成电路的单个印刷电路板(pcb)上。
特别地，在这种配置中，电压转换器1具有：输入端子in，在该输入端子上存在由整流器级3(示意性地示出)，生成的输入电压vin(具有整流正弦波形)，该整流器3例如诸如由电源网络提供的交流电压vac供电的二极管桥式整流器；以及输出端子out，在输出端子out上存在大于输入电压vin并被调节到期望值的连续输出电压vout。
输入电压vin可以认为基本上是整流正弦波，或者vin(θ)＝vin,pk·sinθ，其中θ(相位角)在范围(0，π)内，并由2πflt给出(fl是ac线路的频率)。
执行高频滤波功能的滤波电容器4a被连接到输入端子in，而执行电荷存储功能的存储电容器4b被连接到输出端子out。
特别地，滤波电容器4a还被连接到电流返回节点ng(连接到整流器级3的返回节点)，而存储电容器4b也被连接到参考端子或接地(gnd)。
电压转换器1包括连接在输入端子in和第一内部节点n1之间的电感器元件5、连接在第一内部节点n1和第二内部节点n2(在这种情况下被连接到参考端子或接地(gnd))之间的开关元件6(具体是mosfet功率晶体管)、以及具有连接到第一内部节点n1的阳极和连接到输出端子out的阴极的二极管元件7。
开关元件6具有连接到第一内部节点n1的第一电流导电端子(具体是相应mosfet晶体管的漏极端子)、连接到第二内部节点n2的第二电流导电端子(具体是mosfet晶体管的源极端子)、以及作为mosfet晶体管的栅极端子的控制端子。
第一分压器8被连接在输入端子in和电流返回节点ng之间，该第一分压器8由与第二分压电阻器8b串联连接的第一分压电阻器8a形成，从而形成第一分压器节点p1，从第一分压器节点p1抽出等于kp·vin第一分压电压vp1，其中kp是第一分压器8的分压因数。
此外，第二分压器9被连接在输出端子out和接地端子gnd之间，由与相应的第二分压电阻器9b串联连接的相应的第一分压电阻器9a形成，从而形成第二分压节点p2，从第二分压节点p2抽出第二分压电压vp2。
电压转换器1还包括在第二内部节点n2(其也是接地端子gnd)和电流返回节点ng之间的感测电阻器11，上述感测电阻器11的末端或两端的电压指示在传递电感器元件5之后，在开关元件闭合时流过开关元件6的电流il。因此，上述电压由rs·il给出，其中rs是感测电阻器11的电阻。
控制单元2具有：被设计为连接到第一分压节点p1并接收第一分压电压vp1的输入(或引脚)mult；被设计为经由补偿网络12(已知类型，这里未详细描述)连接到第二分压节点p2的输入comp；被连接到相同的第二分压节点p2并被设计为接收第二分压电压vp2的输入fb；其上存在感测电压vcs(与感测电阻器11端部处或两端的电压相同)、在这种情况下被设计为耦合到电流返回节点ng的输入cs；以及输入gd，被设计为连接到开关元件6的控制端子，并提供命令电压vgd来以适当的定时、使用脉宽调制(pwm)来命令所述开关元件6的开关。
控制单元2包括误差放大器10，误差放大器10具有：连接到输入fb的第一输入，输入fb接收第二分压电压vp2；接收电压参考vref的第二输入；以及，根据上述分压电压vp2与上述电压参考vref之间的差(或误差)，在其上生成比较电压vc的输出。
控制单元2还包括乘法器级14，乘法器级14具有：耦合到输入mult的第一乘法输入；第二乘法输入，耦合到输入comp并被设计为实现第一分压电压vp1和比较电压vc与乘法次数km的乘积，以在乘法输出处生成由以下表达式给出的、使用vcs_ref指示的参考电压：
vcs_ref(θ)＝vc·km·kp·vin,pk·sinθ
控制单元2还包括比较器级15和触发器或置位/重置sr锁存器16。
比较器级15具有其上存在比较电压v'的第一比较端子(例如，为正)、连接到乘法器级14的乘法输出并接收参考电压vcs_ref的第二比较端子(在示例中为负)、以及生成用于sr锁存器16的重置信号的输出。
在这种情况下，第一比较端子经由电压电平转译器17被耦合到输入cs，电压电平转译器17被配置为将存在于所述输入cs处的感测电压vcs从负转译为正，以生成上述比较电压v'。
因此，sr锁存器16包括：连接到比较器级15的输出的重置输入r；连接到定时器级18的置位输入s，定时器级18基于关断时间周期toff的持续时间的适当确定来生成置位信号s；以及输出q，提供由驱动单元(驱动器)19在输出gd处转变为命令电压vgd的命令信号，以命令开关元件6的开关。
特别地，控制单元2可以被配置为利用峰值电流控制来控制电压转换器1在不连续导电模式(dcm)下的操作。
在每个开关循环中，针对导通时间周期ton(占空比的“导通”周期)，控制单元2命令开关元件6闭合，在导通时间周期期间，来自输入端子in的电流在电感器元件5中流动，并且在开关元件6中接地，导致能量被存储在所述电感器元件5中。
在峰值电流控制模式下，基于感测电阻器11的端部或两端的电压(指示电感器电流il的值，与适当的参考电压(参考电压vcs_ref)进行比较)，使用合适的反馈控制回路通过控制单元2来稳定导通时间周期ton的持续时间(或期限)。进而根据输出电压vout确定的该参考电压vcs_ref确定要与上述电感器电流il的峰值进行比较的期望电流参考。
针对关断时间周期toff(占空比的“关断”周期)，控制单元2然后命令开关元件6断开，在关断时间周期toff期间，先前存储在电感器元件5中的能量经由二极管元件7被传送到负载和电荷存储元件4b。
特别地，关断时间周期toff的持续时间可以是固定的(在称为固定关断时间或fot的控制模式中)，或者被确定为使得pwm开关频率(在称为pwm固定频率或ff的控制模式中)是固定的。
在任何情况下，不连续导电模式涉及电感器电流il在开关周期的一部分期间、特别是在关断时间周期toff的结束部分tr期间(不同于连续导电模式或ccm，其涉及在开关周期的整个持续时间内，电感器电流il不为零并且大于零)下降到零。
在本领域技术人员显而易见的方式中，在存在ccm控制的低负载条件下，可以发生不连续的导电模式。这通常被称为dcm控制模式，以潜在包含该功能而被理解。
图2示出了与上述不连续导电模式有关的、电感器元件5中的电流il和命令信号gd的信号图或趋势，示出了：导通时间周期ton，在导通时间周期ton期间，能量被存储在电感器元件5中；以及关断时间周期toff，包括具有非零电感器电流il的初始部分tfw和具有零电感器电流il的结束部分tr。图2还示出了表示电感器电流il的峰值的il,pk(如上所述，由参考电压vcs_ref的值确定)、以及表示所述电感器电流il的平均值的il,avg。
因此，控制单元2的操作涉及：sr锁存器16的输出q周期性变低；确定导通时间周期ton的结束和关断时间周期toff的开始；当根据电感器电流il的峰值il,pk的比较电压v'与参考电压vcs_ref具有预定的比率时，使得针对重置输入r的重置信号为高电平(换言之，电感器电流il的峰值il,pk由参考电压vcs_ref的值提供的电流参考确定)。基于确定关断时间周期toff的期望持续时间，当定时器级18针对所述sr锁存器16的置位输入s切换置位信号时，输出q变高电平，从而确定关断时间周期toff的结束和导通时间周期ton的新开始。
可以很容易地证明，电感器电流il的峰值(导通时间周期ton结束时)由下式给出：
因为在使用期间，考虑到补偿网络12的足够窄的频带(例如，小于20hz)，该峰值因此具有正弦特性或趋势，在线路循环中，比较电压vc可以被认为是基本上恒定的(或连续的值)。
由电源网络吸收的、与开关周期中的电感器电流il的平均值相同的输入电流iin等于：
其中tsw指示开关周期的总持续时间。
上述表达式清楚地表明，输入电流iin(θ)的趋势不是正弦曲线，从而确定功率因数pf<1并且失真因数thd>0％，这是不期望的。特别地，当增加关断时间周期toff的结束部分tr的持续时间时，上述功率因数pf和上述失真因数thd的值可能在电压转换器1的某些操作条件下显著地偏离理想值。
因此，在不连续导电模式下提供基于峰值电流的控制的已知解决方案并不完全令人满意。
尽管还存在例如基于控制平均电流的其他控制解决方案，但是这些解决方案实现起来更复杂，并且通常在控制单元2中还需要附加的引脚来补偿电流环路。
换言之，现有的控制解决方案必然需要在失真特性、复杂性和实现成本之间的折中。
技术实现要素：
本公开的目的是解决上述问题，具体是提供控制解决方案，该控制解决方案使得能够在不连续导电模式下操作的转换器(具体是pfc升压转换器)中基于峰值电流来改进控制解决方案的性能。
因此，本公开提供了用于开关转换器的控制单元和对应的开关转换器。
附图说明
下面将参考纯粹作为非限制性示例提供的优选实施例以及附图来进一步描述本公开，其中：
图1是已知类型的电压转换器和相关控制单元的概略电路图；
图2是与图1中的电压转换器相关的电幅度的信号图；
图3是根据本解决方案的一个实施例的开关转换器和相关控制单元的框图；
图4a和图4b是与图3中的控制单元的操作有关的电幅度的信号图；
图5和图6示出了与开关转换器的控制单元的级的使用有关的附加实施例；
图7和图8分别是已知类型的控制单元(图7)的电幅度的信号图以及根据本解决方案的控制单元(图8)的电幅度的信号图；
图9是使用图3的开关转换器的电子设备的概略框图；以及图10是根据本解决方案的另一实施例的开关转换器和相关控制单元的框图。
具体实施方式
图3示出了使用附图标记20整体表示的、用于控制开关转换器1(具体是电压转换器、更具体地是在不连续导电模式和峰值电流控制模式下操作的pfc升压转换器)的控制单元。
在图3中，作为示例，电压转换器完全类似于图1中的电压转换器1(相似的元件因此使用相同的附图标记表示，并且不再描述)。
控制单元20又以与图1中的控制单元2基本相似的方式构造(相似的元件因此使用相同的附图标记表示，并且不再讨论)，但不同之处在于，控制单元20附加地包括预失真级22。
如下面将详细讨论的，该预失真级22被配置为适当地使参考电压vcs_ref的值失真，例如以补偿由开关转换器的开关操作引起的输入电流iin的值的失真。
特别地，如上所述，由以下表达式给出的失真因数使输入电流失真：
因此，预失真级22作用，使得参考电压vcs_ref(并且因此由所述参考电压vcs_ref确定的电感器电流il的峰值ilpk)被由以下表达式给出的预失真因数d'预失真：
换言之，预失真因数d'等于失真因数d的倒数。预失真级22的干预确保输入电流iin是理想的正弦，根据需要，使得能够优化电压转换器1的性能。
在图3所示的实施例中，预失真级22连接在乘法器级14的乘法输出和比较器级15的第二比较端子(向其提供已经适当预失真的参考电压vcs_ref)之间。
预失真级22因此具有：第一输入，在这种情况下，第一输入接收由乘法器级14在乘法输出处提供的乘积电压vg，vg由以下公式给出：vg(θ)＝vc·km·kp·vin,pk·sinθ；第二输入，从合适的检测级23接收零电流检测(zcd)信号的否定版本
以这里未详细描述的已知方式，检测级23被耦合到控制单元20的输入cs，以接收检测电压vcs，并且被配置为根据所述检测电压vcs生成zcd信号。
更详细地并且如图3所示，在一个可能的实施例中，预失真级22包括：由控制电压进行电压控制的电流源24，控制电压在这种情况下与由乘法器级14提供的乘积电压vg相同，并被设计为根据内部节点ni上的所述命令电压生成充电电流ich1；具有电阻rt1的电阻器元件25，电阻器元件25，经由开关元件26被连接到所述内部节点ni以及参考端子或接地(gnd)；以及具有电容或电容值ct1的、连接在所述内部节点ni和接地端子gnd之间的电容器元件28。
特别地，开关元件26被命令通过上述zcd信号的否定版本
在使用中，电容器元件28具体在关断时间周期toff的结束部分tr期间(或当电感器元件5完全退磁时)被充电，当信号
在开关周期tsw(持续时间tsw-tr)的剩余时间期间，或者当电感器元件5被磁化时，信号
如果上述电容器元件的充电常数rt1·ct1满足以下表达式：
则在电容器元件28上应用充电平衡原理提供以下等式：
得出：
充电电流ich1由以下表达式给出：
ich1(θ)＝gm1·vg(θ)
其中gm1是电流源24的跨导，并且替换先前针对乘积电压vg引用的表达式，上述表达式可以重写如下：
或者：
vcs_ref(θ)＝gm1·rt1·vc·km·kp·vin,pksinθ·d'
使用该表达式并记住：
给定d·d′＝1,输出电流iin由下式给出：
假设比较电压vc在线路半周期(在所有情况下都是标准pfc转换器的情况下)中是恒定的，iin因此是正弦的并且与输入电压vin(θ)同相。
特别是与关断时间周期toff的结束部分tr的持续时间无关，电压转换器1因此理想地具有统一的功率因数pf(pf＝1)和基本为零的失真因子thd(thd＝0)。
此外，有利的是，如果关断时间周期toff的所述结束部分tr具有零持续时间(或者在电压转换器1的连续导电模式下操作的情况下)，则在无需变换所采用的控制解决方案的操作的情况下，预失真级22用作简单增益级(具有增益因数gm1·rt1)。
在图4a和图4b中进一步阐述了前述内容，图4a和图4b分别示出了与上述控制单元20的操作相关的信号和最显著波形的信号图或趋势。图4a中的信号fw表示时间tfw，即关断时间周期toff的初始部分。
下面参考图5描述再次使用附图标记20指示的控制单元的变型实施例，为了简化而仅示出所述变型的相关部分(控制单元20的其余部分被理解为类似于关于图3所示出的部分)。
该实施例与上述解决方案的不同之处在于，预失真级22在这种情况下被连接在控制单元20的输入mult和乘法器级14的第一乘法输入之间。
电流源24然后由所述输入mult处的电压来控制，该电压由下式给出：
vmult(θ)＝kp·vin,pksinθ
应用与先前应用于图3中实施例的考虑因素完全相似的考虑因素，能够马上知晓的是，由vm_thd指示的、由预失真级22提供给乘法器级14的上述第一乘法输入的电压由下式给出：
仍在这种情况下，乘法器级14的乘法输出处的参考电压vcs_ref被预失真因数d'失真：
vcs_ref(θ)＝(gm1·rt1·vc·km·kp·vin,pksinθ)·d'
结果，输入电流iin(θ)再次是正弦的，并且与输入电压vin(θ)同相。
图6示出了控制单元20的不同实施例(再次，为了简单起见，仅示出其一部分)。
该实施例与上述解决方案的不同之处在于，预失真级22在这种情况下被连接在控制单元20的输入comp和乘法器级14的第二乘法输入之间。
然后，电流源24由所述输入comp处的比较电压vc控制。
应用与前述实施例完全相似的考虑因素，能够马上知晓的是，由预失真级22提供给乘法器级14的第二乘法输入的电压(以vc_thd表示)由下式给出：
再次，在这种情况下，根据先前在多种情况下引用的表达式，乘法器级14的乘法输出处的参考电压vcs_ref被预失真因数d'失真：
vcs_ref(θ)＝(gm1·rt1·vc·km·kp·vin,pksinθ)·d'
在这种情况下，输入电流iin(θ)也是正弦的，并且与输入电压vin(θ)同相。
根据上面的描述，所提出的解决方案的优点是清楚的。
在任何情况下，应当再次注意，这样的解决方案使得可以克服已知类型的控制解决方案的限制，使得除其他外，可以在基于不连续导电模式(dcm)操作下的电压转换器(特别是pfc升压转换器)中的峰值电流的控制解决方案中，获得理想地为正弦的输入电流iin和理想地为零(并且在任何情况下小于10％)的失真因数。
申请人已经使用大量实验测试和模拟来测试并检查了提出的解决方案。
作为示例，图7和图8比较了在图7中示出的根据现有技术(特别是图1中的控制单元2)的控制单元的性能，以及在图8中示出的根据本解决方案的控制单元20的性能。
在这两种情况下，电压转换器在不连续导电模式(dcm)(具有等于标称负载的33％的负载)下操作，其中输入交流电压vac为230v。
可以立即看出，所提出的解决方案使得可以显著地减少波形的失真，从而实现将失真因数thd从大约22％(在传统解决方案中)基本上降低到小于6％(在所提出的解决方案中)。
虽然未示出，但是如果负载等于额定负载的20％，则申请人已经验证了在230v的相同输入交流电压vac的情况下，获得为8.5％的失真因数的可能性。
如上所述，如图9所示，电压转换器1和相关控制单元20可以有利地用于开关电源40中。
特别地，开关电源40包括连接(在该示例中，经由emi滤波器43)到电网42的整流器级3(例如，二极管桥式整流器)、以及连接到整流器级3的输出的输入电容器元件4a，在输入电容器元件4a上存在输入电压vin。
如上所述，开关电源40还包括电压转换器1，电压转换器1具有连接到输入电容器元件4a的输入端子in以及连接到充电存储元件4b的输出端子out。
控制单元20控制电压转换器1的操作，以确保在电网42的吸收中期望的功率因数。
开关电源40还包括输出功率转换器46(例如，dc/dc转换器)，输出功率转换器46具有连接到输出电容器元件4b的输入，该输出电容器元件4b被设计为向负载或最终用户(未示出)提供期望的输出电压值(例如，相对于输出电压vout的值适当减小的值)。
显然，在不因此超出所附权利要求限定的本公开的保护范围的情况下，可以对所描述和示出的主题进行修改和变化。
特别地如图10所示，电压转换器1的变型实施例可以提供用于将感测电阻器11连接在第二内部节点n2与参考端子或接地(gnd)之间。
在这种情况下，控制单元20的输入cs被直接连接到所述第二内部节点n2，并且所述控制单元20不被提供用于电压转换器17的存在，从而不需要在所述输入cs处对感测电压vcs进行负到正的转译来生成比较电压v'。
此外，在这种情况下，控制单元20提供输入zcd，输入zcd被设计用于接收合适的信号，以检测零电流条件(以已知方式，此处未详细描述)。
没有对预失真级22进行其他改变，因此，预失真级22如上所述进行操作。
应当注意，电压转换器1可以由电网以外的电源供电。
此外，本解决方案涉及的开关转换器可以有利地形成电压转换器或调节器(如上所述，通过非限制性示例)或电流转换器或调节器(例如，用于led或电池充电器的驱动设备、驱动器)。
可以组合上述各种实施例来提供其他实施例。可以根据上述详细描述对这些实施例进行这些改变和其他改变。通常，在所附权利要求中，所使用的术语不应被解释为将权利要求限制到说明书和权利要求书中公开的具体实施例，而应被解释为包括所有可能的实施例以及这样的权利要求所要求保护的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。