两级多路并联均流电路、均流方法、存储装置及移动终端与流程

本发明涉及电能变换领域，尤其涉及一种两级多路并联均流电路、均流方法、存储装置及移动终端。

背景技术：

汽车是现代社会重要的交通工具，它为人们的生活带来了便捷和舒适。然而，传统的燃油汽车在使用过程中产生了大量的有毒有害气体，严重加剧了对环境的污染，并加剧了对不可再生资源石油的依赖。在石油能源紧张、环境污染加剧的今天，电动汽车以其清洁、节能的显著优势，成为世界各国重点关注的新兴产业。为了有效的控制环境污染，减小对石油资源的依赖，近几年来电动汽车获得了飞速的发展。

车载充电机是电动汽车动力系统中至关重要的环节，它从交流电网取电，将变化的交流电压转化为稳定的高压直流电压，实现对高压锂电池的充电，为电动汽车提供动力来源。市场上现有的车载充电机普遍采用两级式架构，其中前级采用pfc电路，实现将交流输入转化为较为稳定的高压母线电压，并获得较高的pf值；后级采用隔离dc/dc变换器，将高压母线电压转化为宽范围直流输出电压，并实现原副边的电气隔离，增加车载充电机的可靠性与安全性。llc谐振变换器不仅可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开通，还可实现副边整流二极管的零电流关断，大大减小了器件损耗，能够在保证高效率的基础上提高工作频率，减小变换器的体积，增大功率密度。因此llc谐振变换器在车载充电机中得到广泛的应用。

随着电动汽车续航里程和电池容量的提高，电动汽车对车载充电机充电功率的要求也越来越高。多路并联是提高功率的有效途径，车载充电机中常用的方法是将多路pfc+llc级联电路输入并联输出并联组合而成。然而，由于不同llc之间谐振网络参数不可避免的存在误差，导致输入输出电压增益不同，为了实现多路llc的并联均流工作，各路llc必须采用独立的控制电路，这样不仅增加了控制的复杂度，加剧了对处理器性能的依赖，也大大提高了成本。

因此，设计一种两级多路并联均流电路和均流控制方法是业内亟待解决的技术问题。该电路和均流控制方法要尽可能的减小对硬件和软件资源的开支，实现llc之间的均流控制。

技术实现要素：

本发明的目的是针对上述现有技术存在的缺陷，提供一种两级多路并联均流电路、均流方法、存储装置及移动终端。

本发明采用的技术方案是，设计一种两级多路并联均流电路，包括若干相互并联的两级电路，控制电路以及设置在所述两级电路和控制电路之间的隔离驱动电路，所述两级电路的输入端并联连接外部电源/信号源，所述两级电路的输出端多路并联输出，所述两级电路包括用于将外部电源/信号源转化成较为稳定的高压母线电压的前级电路，以及用于将高压母线电压转化为宽范围直流输出电压，并实现原副边的电气隔离的后级电路；

所述控制电路包括：

dsp，用于模拟信号的数字化处理，并对数字信号进行分析和计算，给出两级电路所需的驱动信号；

电压反馈信号处理电路，与第一两级电路中后级电路输出端和所述dsp相连接，用于采集第一两级电路中后级电路输出端的输出电压vo1，将输出电压vo1反馈至dsp，进行分析计算；

保护调理电路，与第一两级电路中后级电路输入端、输出端以及dsp相连接，用于采集第一两级电路中后级电路输入端的输入电压vbus1和第一两级电路中后级电路输出端的输出电流io1，将输入电压vbus1和输出电流io1反馈至dsp，进行分析计算；

所述dsp还与除第一两级电路的其他两级电路中后级电路输入端、输出端相连接，用于采集输出端的输出电流值io2，并计算出与第一两级电路输出电流的差值△io，得出高压母线电压的调节量△vbus，根据调节量△vbus，调节其高压母线电压，实现并联均流的目的。

优选为，所述前级电路为pfc电路，所述后级电路为llc谐振电路；所述llc谐振电路包括：逆变电路、谐振电路和整流滤波电路，所述逆变电路的输出端与所述谐振电路的输入端相连接，所述谐振电路的输出端与整流滤波电路的输入端相连接。

优选为，所述逆变电路包括第一高压mos管q1、第一二极管d1、第一电容c1、第二高压mos管q2、第二二极管d2、第二电容c2、第三高压mos管q3、第三二极管d3、第三电容c3、第四高压mos管q4、第四二极管d4、第四电容c4；所述第一高压mos管q1的漏极连接所述第一二极管d1的负极，所述第一高压mos管q1的源极连接所述第一二极管d1的正极，所述第一电容c1并联在所述第一高压mos管q1的源极和漏极之间；所述第二高压mos管q2的漏极连接所述第二二极管d2的负极，所述第二高压mos管q2的源极连接所述第二二极管d2的正极，所述第二电容c2并联在所述第二高压mos管q2的源极和漏极之间；所述第三高压mos管q3的漏极连接所述第三二极管d3的负极，所述第三高压mos管q3的源极连接所述第三二极管d3的正极，所述第三电容c3并联在所述第三高压mos管q3的源极和漏极之间；所述第四高压mos管q4的漏极连接所述第四二极管d4的负极，所述第四高压mos管q4的源极连接所述第四二极管d4的正极，所述第四电容c4并联在所述第四高压mos管q4的源极和漏极之间；所述第一高压mos管q1的漏极连接于所述第二高压mos管q2的漏极，所述第三高压mos管q3的源极连接于所述第四高压mos管q4的源极，所述第一高压mos管q1的源极连接于所述第三高压mos管q3的漏极，所述第二高压mos管q2的源极连接于所述第四高压mos管q4的漏极；所述第一高压mos管q1的源极和所述第三高压mos管q3的漏极作为逆变电路的第一输出端，所述第二高压mos管q2的源极和所述第四高压mos管q4的漏极作为逆变电路的第二输出端，所述第一高压mos管q1的漏极和所述第二高压mos管q2的漏极作为逆变电路的第一输入端，所述第三高压mos管q3的源极和所述第四高压mos管q4的源极作为逆变电路的第二输入端。

优选为，所述谐振电路包括谐振电容cr、谐振电感lr和励磁电感lm，所述谐振电感lr的第二端连接于所述励磁电感lm的第一端，所述励磁电感lm的第二端连接于所述谐振电容的第一端，所述谐振电感lr第一端和所述谐振电容的第二端作为谐振电路的第一输入端和第二输入端，所述谐振电感lr的第二端和所述励磁电感lm的第一端并联作为谐振电路第一输出端，所述励磁电感lm的第二端和所述谐振电容的第一端并联作为谐振电路第二输出端。

优选为，所述两级电路的输入端多路并联输入。

优选为，所述两级电路为两个。

优选为，所述外部输入电源/信号源为交流电源，外部输出负载为直流输出负载。

本发明还提出一种进行多路并联均流控制的方法，所述方法包括：

a、采集第一两级电路中后级电路的输入电压vbus1、输出电压vo1和输出电流io1，经过电压反馈信号处理电路和保护调理电路将信号反馈至dsp采样端口；

b、通过环路闭环运算得到第一两级电路中后级电路闭环工作时的pwm信号，通过隔离驱动电路控制其开关管的导通和关断，实现第一两级电路中后级电路工作；

c、第一两级电路中后级电路闭环工作时的pwm信号直接通过隔离驱动电路，控制除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路的开关管导通和关断，实现除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路工作；

d、采集除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路的输出电流值io2，计算其与第一两级电路输出电流值的差值△io，得出相应高压母线电压的调节量△vbus；

e、通过相应高压母线电压的调节量△vbus，控制除第一两级电路外的其他两级电路中前级电路的输出高压母线电压，从而调节其输出电流，达到并联均流的目的。

本发明还提出一种存储装置，所述存储装置存储有计算机程序，所述计算机程序能够被执行以实现上述所述的方法。

本发明还提出一种移动终端，包括：处理器、与所述处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述所述的方法；

所述处理器用于调用所述存储器中的计算机程序，以执行上述所述的方法。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：本发明采用第一两级电路中后级电路闭环控制，其驱动信号的计算结果直接给到其他两级电路中后级电路，实现其他两级电路中后级电路的开环控制，并通过调节其他两级电路中前级电路的高压母线电压，实现各个两级电路中后级电路之间的均流，此控制方案避免了所有两级电路中后级电路的闭环控制，节省了采样及调理电路，并降低了对dsp的性能需求，大大降低了均流控制的难度。

附图说明

图1为本发明实施例一的电路原理框图。

图2为本发明实施例一的llc谐振电路的电路图。

图3为本发明实施例二的电路原理框图。

图4为本发明实施例三的电路原理框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

实施例一

如图1所示，本实施例公开了一种两级多路并联均流电路，包括两个相互并联的两级电路，控制电路以及设置在所述两级电路和控制电路之间的隔离驱动电路，所述两级电路的输入端并联且连接外部交流电源，两级电路的输出端多路并联输出，所述两级电路包括用于将外部电源/信号源转化成较为稳定的高压母线电压的pfc电路，以及用于将高压母线电压转化为宽范围直流输出电压，并实现原副边的电气隔离的llc谐振电路；

所述控制电路包括：

dsp，用于模拟信号的数字化处理，并对数字信号进行分析和计算，给出两级电路所需的驱动信号；

电压反馈信号处理电路，与第一llc谐振电路输出端和所述dsp相连接，用于采集第一llc谐振电路输出端的输出电压vo1，将输出电压vo1反馈至dsp，进行分析计算；

保护调理电路，与第一llc谐振电路输入端、输出端和dsp相连接，用于采集第一llc谐振电路输入端的输入电压vbus1和第一llc谐振电路输出端的输出电流io1，将输入电压vbus1和输出电流io1反馈至dsp，进行分析计算；

所述dsp还与第二llc谐振电路输入端、输出端相连接，用于采集输出端的输出电流值io2，并计算出与第一llc谐振电路输出电流的差值△io，得出高压母线电压的调节量△vbus，根据调节量△vbus，调节其高压母线电压，实现并联均流的目的。

具体的，dsp为数字信号处理，英文全称digitalsignalprocessing。第一llc谐振电路闭环工作，第二llc谐振电路开环工作，其驱动信号直接由第一llc谐振电路的计算结果给出，省去了第二llc谐振电路闭环工作的电路及控制，降低了电路成本和控制难度；第二llc谐振电路仅需检测输出电流的值，通过两路llc谐振电路之间输出电流的差值来确定第二pfc电路输出母线电压的调节量；在第二llc谐振电路开环工作的前提下，不仅能够实现两路llc谐振电路的并联均流工作，同时也能有效实现两路llc谐振电路的交错并联，减小输出电流纹波。

如图2所示，所述llc谐振电路包括：逆变电路、谐振电路和整流滤波电路，所述逆变电路的输出端与所述谐振电路的输入端相连接，所述谐振电路的输出端与整流滤波电路的输入端相连接。

优选为，所述逆变电路包括第一高压mos管q1、第一二极管d1、第一电容c1、第二高压mos管q2、第二二极管d2、第二电容c2、第三高压mos管q3、第三二极管d3、第三电容c3、第四高压mos管q4、第四二极管d4、第四电容c4；所述第一高压mos管q1的漏极连接所述第一二极管d1的负极，所述第一高压mos管q1的源极连接所述第一二极管d1的正极，所述第一电容c1并联在所述第一高压mos管q1的源极和漏极之间；所述第二高压mos管q2的漏极连接所述第二二极管d2的负极，所述第二高压mos管q2的源极连接所述第二二极管d2的正极，所述第二电容c2并联在所述第二高压mos管q2的源极和漏极之间；所述第三高压mos管q3的漏极连接所述第三二极管d3的负极，所述第三高压mos管q3的源极连接所述第三二极管d3的正极，所述第三电容c3并联在所述第三高压mos管q3的源极和漏极之间；所述第四高压mos管q4的漏极连接所述第四二极管d4的负极，所述第四高压mos管q4的源极连接所述第四二极管d4的正极，所述第四电容c4并联在所述第四高压mos管q4的源极和漏极之间；所述第一高压mos管q1的漏极连接于所述第二高压mos管q2的漏极，所述第三高压mos管q3的源极连接于所述第四高压mos管q4的源极，所述第一高压mos管q1的源极连接于所述第三高压mos管q3的漏极，所述第二高压mos管q2的源极连接于所述第四高压mos管q4的漏极；所述第一高压mos管q1的源极和所述第三高压mos管q3的漏极作为逆变电路的第一输出端，所述第二高压mos管q2的源极和所述第四高压mos管q4的漏极作为逆变电路的第二输出端，所述第一高压mos管q1的漏极和所述第二高压mos管q2的漏极作为逆变电路的第一输入端，所述第三高压mos管q3的源极和所述第四高压mos管q4的源极作为逆变电路的第二输入端。

优选为，所述谐振电路包括谐振电容cr、谐振电感lr和励磁电感lm，所述谐振电感lr的第二端连接于所述励磁电感lm的第一端，所述励磁电感lm的第二端连接于所述谐振电容的第一端，所述谐振电感lr第一端和所述谐振电容的第二端作为谐振电路的第一输入端和第二输入端，所述谐振电感lr的第二端和所述励磁电感lm的第一端并联作为谐振电路第一输出端，所述励磁电感lm的第二端和所述谐振电容的第一端并联作为谐振电路第二输出端。

具体的，llc谐振电路主要由逆变电路、谐振电路和整流滤波电路三个部分组成。定义全桥llc谐振变换器的输入输出电压增益为：m=nvo/vin，为了分析和设计方便，定义励磁电感与谐振电感之比为：λ=lm/lr，归一化开关频率：fn=fs/fr，其中fs为开关频率，fr为谐振频率。品质因素q定义为：，req为交流输出等效电阻，表达式如下：

（1）

经过理论分析可以得到变换器的电压增益为：

（2）

根据式(1)、式(2)以及电压增益m的表达式，可以得到输出负载rld与谐振网络参数以及输入输出之间的关系如下：

（3）

从式(3)中可以看出，调节输入电压vin的值，同样可以达到调节输出负载rld的作用，这就为通过调节母线电压来实现llc的并联均流提供了理论依据。

本实施例实施时，第一llc谐振电路的输入电压为vbus1，第二llc谐振电路的输入电压为vbus2，输入电压分别来自于各自的前级pfc电路的高压母线输出，两路llc谐振电路的并联输出电压为vo。

第一llc谐振电路分别采样输入电压vbus1、输出电压vo1和输出电流io1，并经过反馈电路和保护调理电路将信号送到dsp的采样端口。dsp经过环路闭环运算得到第一llc谐振电路闭环工作时的pwm信号并通过隔离驱动电路控制其开关管的导通和关断，以此实现第一llc谐振电路的闭环工作。第一llc谐振电路闭环计算出的pwm信号直接通过隔离驱动电路，控制第二llc谐振电路开关管的导通和关断，实现第二llc谐振电路的开环工作。dsp检测第二llc谐振电路的输出电流值io2，并计算出两路输出电流的差值△io，以此计算出第二pfc母线电压的调节量△vbus；第二pfc根据计算出的调节量△vbus调节输出母线电压，从而调节第二路llc的输出电流，达到并联均流的目的。

实施例二

如图3所示，本实施例与实施例一的区别在于，两级电路大于两个，且都相互并联，电路中pfc的输出母线电压仍然作为llc的输入电压，每路pfc在输入侧并联，每路llc在输出侧并联，共有n路pfc+llc两级式架构并联工作。其控制方式与两路并联时相似，第一路llc闭环工作，第二路至第n路llc开环工作，通过调节第二路至第n路的pfc母线电压来实现并联均流。

实施例三

如图4所示，本实施例与实施例一的区别在于，电路中前级和后级电路不再分别局限于pfc电路和llc电路，且前级电路的输入电压不再是交流且并联输入，但后级输出仍需满足多路并联输出。其均流控制方式仍与实施实例一相似，第一路变换器的后级电路闭环工作，第二路至第n路变换器的后级电路开环工作，通过调节第二路至第n路的前级输出母线电压来实现并联均流的控制。

优选为，所述两级电路的输入端多路并联输入。

优选为，所述外部输入电源/信号源为交流电源，外部输出负载为直流输出负载。

实施例四

根据上述实施例，本发明还提出了一种均流控制方法，具体如下：

一种进行多路并联均流控制的方法，所述方法包括：

a、采集第一两级电路中后级电路的输入电压vbus1、输出电压vo1和输出电流io1，经过电压反馈信号处理电路和保护调理电路将信号反馈至dsp采样端口；

b、通过环路闭环运算得到第一两级电路中后级电路闭环工作时的pwm信号，通过隔离驱动电路控制其开关管的导通和关断，实现第一两级电路中后级电路工作；

c、第一两级电路中后级电路闭环工作时的pwm信号直接通过隔离驱动电路，控制除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路的开关管导通和关断，实现除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路工作；

d、采集除第一两级电路外的其他两级电路中后级电路的输出电流值io2，计算其与第一两级电路输出电流值的差值△io，得出相应高压母线电压的调节量△vbus；

e、通过相应高压母线电压的调节量△vbus，控制除第一两级电路外的其他两级电路中前级电路的输出高压母线电压，从而调节其输出电流，达到并联均流的目的。

实施例五

根据上述实施例，本发明还提出了一种存储装置，具体如下：

一种存储装置，所述存储装置存储有计算机程序，所述计算机程序能够被执行以实现上述所述的方法。

实施例六

根据上述实施例，本发明还提出了一种移动终端，具体如下：

一种移动终端，包括：处理器、与所述处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述所述的方法；

所述处理器用于调用所述存储器中的计算机程序，以执行上述所述的方法。

上述实施例仅用于说明本发明的具体实施方式。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和变化，这些变形和变化都应属于本发明的保护范围。