电力电子变流器的制作方法

本发明涉及电气领域，具体而言，涉及一种电力电子变流器。

背景技术：

在相关技术中，模块化多电平变流器(modularmultilevelconverter，简称为mmc)是最近获得广泛关注的一种新型电力电子变流器，最早是由德国的a.lesnicar和r.marquardt在2002年左右提出的。mmc拓扑具有高度模块化的结构特点，同时以其不需要多抽头输入变压器、输出多电平且具有公共直流母线，能够组成背靠背四象限运行等优点，得到了广大专家学者的热捧，被称作是下一代的多电平变流器，受到了广泛关注和研究。现阶段，模块化多电平变流器主要应用在中高频领域，主要有轻型直流输电，无功补偿,电力电子变压器等。

然而，由于模块化多电平变流器的电容电压并没有外接的独立整流电路的支撑，在系统的运行过程中，模块电容会进行频繁的充放电，从而使电容电压出现波动。

针对相关技术中mmc变流器低频运行时模块电压波动过大，输出电压畸变的问题，目前还没有有效的解决方案。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种电力电子变流器，以至少解决相关技术中mmc变流器低频运行时模块电压波动过大，输出电压畸变的问题。

根据本发明的一个实施案例，提供了一种电力电子变流器，包括：整流侧部分，所述整流侧部分为模块化多电平变流器mmc拓扑结构；逆变侧部分，所述逆变侧部分为三电平逆变器npc拓扑结构。

可选地，所述整流侧部分由三相六个桥臂组成。

可选地，每相包括上下两个桥臂和交流电抗器，其中，每个桥臂上设置有预设数量的串联的功率子模块sm。

可选地，每个sm包括一个半桥逆变单元和一个直流储能电容。

可选地，所述半桥逆变单元包括两只全控电力电子开关器件，其中，所述全控电力电子开关器件包括反并联二极管。

可选地，所述逆变侧部分包括两个分压电容，和三相桥臂。

可选地，每相桥臂包括4个串联的开关管。

可选地，每个开关管具有反向并联的二极管。

可选地，所述四个开关管按照串联顺序依次为：第一开关管的阳极连接至直流母线正极，所述第一开关管的阴极连接至第二开关管的阳极；所述第二开关管的阴极连接至，三相交流输出和第三开关管的阳极；所述第三开关管的阴极连接第四开关管的阳极；所述第四开关管的阴极连接至所述直流母线负极。

可选地，在所述第一开关管和第二开关管之间通过反并联二极管连接至中点电位；所述中点电位通过反并联二极管连接到第三开关管和第四开关管之间。

通过本发明，本发明中的整流侧部分为mmc拓扑结构，逆变侧部分为npc拓扑结构。采用上述方案，结合了mmc谐波含量低，功率因数高多电平整流的优点，以及npc变流器在电机拖动领域的优点，解决了相关技术中mmc变流器低频运行时模块电压波动过大，输出电压畸变的问题，大幅降低了mmc变流器低频运行时模块电压波动。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例一的电力电子变流器的示意图；

图2是根据本发明实施例的sm子模块结构示意图；

图3是根据本发明优选实施例的模块化多电平变流器的控制方法示意图；

图4是根据本发明具体实施例的mmc-npc变流器的整流侧仿真波形图；

图5是根据本发明具体实施例的mmc-npc变流器逆变侧仿真波形图。

具体实施方式

实施例一

根据本发明的一个实施例，提供了一种电力电子变流器，图1是根据本发明实施例一的电力电子变流器的示意图，如图1所示，该电力电子变流器包括：整流侧部分，所述整流侧部分为模块化多电平变流器mmc拓扑结构；逆变侧部分，所述逆变侧部分为三电平逆变器npc拓扑结构。

需要补充的是，整流侧部分是图1中的左侧部分，即图中包括sm的部分，逆变侧部分是图1中的右侧部分。可选地，整流侧部分和逆变侧部分以电容c1和c2为界。

通过本发明，本发明中的整流侧部分为mmc拓扑结构，逆变侧部分为npc拓扑结构。采用上述方案，结合了mmc谐波含量低，功率因数高多电平整流的优点，以及npc变流器在电机拖动领域的优点，解决了相关技术中mmc变流器低频运行时模块电压波动过大，输出电压畸变的问题，大幅降低了mmc变流器低频运行时模块电压波动。

可选地，所述整流侧部分由三相六个桥臂组成。

可选地，每相包括上下两个桥臂和交流电抗器，其中，每个桥臂上设置有预设数量的串联的功率子模块sm。

可选地，每个sm包括一个半桥逆变单元和一个直流储能电容。图2是根据本发明实施例的sm子模块结构示意图，如图2所示，以图1中的sm1为例，本发明实施例的电力电子变流器的每个sm均包括半桥逆变单元和直流储能电容。

可选地，所述半桥逆变单元包括两只全控电力电子开关器件，其中，所述全控电力电子开关器件包括反并联二极管。

可选地，所述逆变侧部分包括两个分压电容，和三相桥臂。

可选地，每相桥臂包括4个串联的开关管。

可选地，每个开关管具有反向并联的二极管。

可选地，所述四个开关管按照串联顺序依次为：第一开关管的阳极连接至直流母线正极，所述第一开关管的阴极连接至第二开关的阳极；所述第二开关管的阴极连接至，三相交流输出和第三开关管的阳极；所述第三开关管的阴极连接第四开关管的阳极；所述第四开关管的阴极连接至所述直流母线负极。

可选地，在所述第一开关管和第二开关管之间通过反并联二极管连接至中点电位；所述中点电位通过反并联二极管连接到第三开关管和第四开关管之间。

下面结合本发明优选实施例进行详细说明。

相关技术中的模块化多电平电流器虽然可以应用于电机调速领域，但是有一定的缺点。如模块电压波动过大，输出电压畸变等。然而在整流侧，mmc多电平的结构具有谐波含量低，功率因数高的优点，因此可以考虑整流侧采用mmc拓扑，逆变侧采用其他拓扑的混合型拓扑结构。

考虑到三电平逆变器(neutralpointclamped，简称为npc)变流器在电机调速领域的广泛应用，提出了一种模块化多电平变流器与三电平npc变流器相结合的拓扑结构，来克服mmc低频工作状态下模块电压波动，输出电压畸变的问题。

如图1所示，三相模块化多电平变流器的基本拓扑结构是由三相六个桥臂构成。每相由上下两个桥臂和交流电抗器依次串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块(sm)串联构成。如图2所示，每个sm子模块由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联而成。通过控制电力电子开关器件的导通与关断。那么通过控制各sm子模块的导通与关断即可实现直流电压到交流电压的变换。

本发明的目的是克服模块化多电平变流器低频下电容电压波动的缺点，同时利用其谐波含量低，功率因数高的优点，提出一种整流侧采用mmc拓扑，逆变器采用二极管嵌位型三电平拓扑的多电平变流器。

本发明所述的变流器整流侧每相由上下两个桥臂和两个桥臂电感串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块(sm)串联构成，每个子模块(sm)由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联组成，直流储能电容与串联的两只全控电力电子开关器件并联；逆变侧基于三相中点嵌位电压源逆变器，包括两个参数相同的分压电容(c1、c2)，以及a、b、c三相桥臂；每相桥臂由4个开关管(ta1～ta4、tb1～tb4、tc1～tc4)串联组成，每个开关管都具有反向并联的二极管(da1～da4、db1～db4、dc1～dc4)；其中第一开关管(ta1，tb1，tc1)的阳极连接直流母线正极p，第一开关管(ta1，tb1，tc1)的阴极分别连接第二开关管(ta2，tb2，tb2)的阳极，第二开关管(ta2，tb2，tc2)的阴极分别连接三相交流输出和第三开关管(ta3，tb3，tc3)的阳极，第三开关管(ta3，tb3，tc3)的阴极分别连接第四开关管(ta4，tb4，tc4)的阳极，第四开关管(ta4，tb4，tc4)的阴极连接直流母线负极n；在第一开关管(ta1，tb1，tc1)和第二开关管(ta2，tb2，tc2)之间通过一个反并联二极管连接到中点电位o，同时中点电位o又通过一个反并联二极管连接到第三开关管(ta3，tb3，tc3)和第四开关管(ta4，tb4，tc4)之间。

如图1所示，变流器整流侧每相由上下两个桥臂和两个桥臂电感串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块(sub-module，简称为sm)串联构成。如图2所示，每个子模块(sm)由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联组成，直流储能电容与串联的两只全控电力电子开关器件并联；逆变侧基于三相中点嵌位电压源逆变器，包括两个参数相同的分压电容(c1、c2)，以及a、b、c三相桥臂；每相桥臂由4个开关管(ta1～ta4、tb1～tb4、tc1～tc4)串联组成，每个开关管都具有反向并联的二极管(da1～da4、db1～db4、dc1～dc4)；其中第一开关管(ta1，tb1，tc1)的阳极连接直流母线正极p，第一开关管(ta1，tb1，tc1)的阴极分别连接第二开关管(ta2，tb2，tb2)的阳极，第二开关管(ta2，tb2，tc2)的阴极分别连接三相交流输出和第三开关管(ta3，tb3，tc3)的阳极，第三开关管(ta3，tb3，tc3)的阴极分别连接第四开关管(ta4，tb4，tc4)的阳极，第四开关管(ta4，tb4，tc4)的阴极连接直流母线负极n；在第一开关管(ta1，tb1，tc1)和第二开关管(ta2，tb2，tc2)之间通过一个反并联二极管连接到中点电位o，同时中点电位o又通过一个反并联二极管连接到第三开关管(ta3，tb3，tc3)和第四开关管(ta4，tb4，tc4)之间。

需要补充的是，本发明中可实现电力电子变流器的整流侧与逆变侧的分别控制。整流侧在控制桥臂电流共模分量时加入功率平衡限定条件，即任何瞬时通过桥臂电流共模分量流入到上、下桥臂模块电容的功率应等于通过上、下桥臂模块流入到交流侧的功率；根据所述的限定条件计算桥臂电流共模分量的给定值，从而减小桥臂环流；逆变侧采用载波调制或空间矢量调制策略。

图3是根据本发明优选实施例的模块化多电平变流器的控制方法示意图，具体步骤如下：

s301，测量整流侧每相上桥臂电流iup和下桥臂电流idown，计算出各相电流iy：

iy＝idown-iup

其中iup表示上桥臂电流,idown表示下桥臂电流；

s302，根据所述的功率平衡限定条件，计算各相桥臂电流共模分量给定值桥臂电流共模分量给定值的表达式为：

其中udc表示直流侧母线电压，表示交流侧给定电压，y＝a,b,c；

s303，计算上、下桥臂子模块电压之和的平均值，将所述的上、下桥臂模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，将所得的值送入pi调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

s304，根据上桥臂电流iup与下桥臂电流idown计算出桥臂电流共模分量的实际值icmc_y，桥臂电流共模分量的实际值icmc_y的表达式为

icmc_y＝(iup+idown)/2

s305，将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值icmc_y之差送入pi调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值△(udown+uup)；uup与udown分别表示上桥臂电压与下桥臂电压；

s306，根据交流侧给定电压值，直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上桥臂的电压给定值和下桥臂的电压给定值其表达式为

s307，将s306得到的上桥臂的给定电压及下桥臂给定电压送入调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂的各开关器件。

s308，对于逆变侧的控制可采用三电平变流器的常用控制策略，比如载波调制策略或者空间矢量调制策略。

下面是具体实施例。在本具体实施例中变流器工作在50hz，阻感负载。

图4是根据本发明具体实施例的mmc-npc变流器的整流侧仿真波形图，如图4所示，图中由上到下依次为三相电流、a相上、下桥臂电流、a相桥臂环流，d、q轴电流给定值与实际值，直流母线电压的，a相上下桥臂电压平均值的波形。从图4中可以看出，直流母线电压平稳，波形良好，电容电压波动可控。

图5是根据本发明具体实施例的mmc-npc变流器逆变侧仿真波形图，如图5所示，图中由上倒下依次为三相输出电流，上下电容电压，ab相输出线电压电路的波形。从图5中可以看出，逆变侧输出波形良好。以上实例证明了控制算法的有效性。

综上，本发明利用了模块化多电平变流器多电平整流的优点，谐波含量低，功率因数高；本发明利用了npc变流器在电机拖动领域的优点，克服了mmc低频工作状态下模块电压波动，输出电压畸变的问题。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到根据上述实施例的方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质(如rom/ram、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端设备(可以是手机，计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。