电机相电流采样延迟时间的辨识方法与流程

本发明涉及一种电机相电流采样延迟时间的辨识方法。

背景技术：

内置式永磁同步电机(ipmsm)已成为新能源汽车中电机的主流选择之一，ipmsm的主流控制策略为矢量控制，其基本思想是将电机三相电流经过坐标变换得到dq轴电流，从而如控制直流电机一样加以控制。其中，控制单元的ad转换过程必然会引入采样和转换延时，同时硬件上一般存在rc滤波也会导致一定程度的延时，并且用于电流采样的电流传感器本身也存在信号转换处理延时。当ipmsm工作在高转速时，电流采样延迟会导致采样得到的相电流与实际相电流出现偏差，并且该偏差随着转速的升高而变大，导致ipmsm控制出现偏差，后果是控制精度变差、效率变低，甚至出现控制不稳定的情况。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种电机相电流采样延迟时间的辨识方法，本方法准确辨识电机相电流采样延迟时间，从而为ipmsm控制过程中的信号处理补偿、输出补偿等提供依据，提高新能源汽车永磁同步电机的控制精度、效率及稳定性。

为解决上述技术问题，本发明电机相电流采样延迟时间的辨识方法包括如下步骤：

步骤一、在电机转子磁场定向下，以dq坐标系表示的永磁同步电机模型为：

式中：ud、uq为定子电压直轴和交轴分量、id、iq为定子电流直轴和交轴分量、ld、lq为直轴和交轴电感、rs为定子电阻、pn为电机极对数、ωm为转子机械角速度、ψf为转子永磁体产生的磁链；

步骤二、在电机控制端注入一个高频电压信号，并且当注入的电压信号频率相对于电机基波频率足够高时，电机模型等价成r-l模型，得到高频电压方程为：

式中：udh、uqh为直轴和交轴高频电压分量、idh、iqh为直轴和交轴高频电流分量、ldh、lqh为直轴和交轴高频电感、rsh为定子高频电阻、p为微分算子，p＝d/dt；

步骤三、通常高频电阻rsh压降很小，相对于高频电感，其压降可以忽略不计，将式(2)简化为式(3)，

步骤四、选择在d轴注入高频电压信号，其表达式为

式中：udhf为注入高频电压的幅值、ωh为注入高频电压的角频率、t为时间；

步骤五、根据式(3)和式(4)，得到高频电流信号表达式(5)，

式(5)成立的前提条件是电机相电流信号采样过程无时间延迟；

步骤六、综合考虑电机相电流信号采样过程的延迟时间，将式(5)修改为式(6)，

式中：δθ为电机相电流信号采样过程的相电流采样延迟相位角度；

同时考虑输出电压到电流的作用时间被延迟了1.5个控制周期，因此将式(6)修改为式(7)，

式中：φdelay＝δθ+1.5tωh、t为控制周期、

步骤七、使用锁相环估算相位延迟角

式中：εφ是idh与锁相环中人为产生的同频cos信号的乘积；为使用锁相环估计得到的相位延时角，由式(8)得到，εφ是一个2次频率项和一个直流项构成，通过低通滤波器将2次频率项滤除后得到使用pi控制器控制为0时，表示即估计的和真实的φdelay相等，而φdelay＝δθ+1.5tωh，从而得到式(9)，

式中：δt为电机相电流采样回路延迟时间。

由于本发明电机相电流采样延迟时间的辨识方法采用了上述技术方案，即本方法根据永磁同步电机模型，在电机控制端注入高频电压信号，得到高频电压方程并简化，选择在d轴注入高频电压信号，得到高频电流信号表达式，综合考虑电机相电流信号采样过程的延迟时间修正高频电流信号表达式，经相位延迟锁相环处理得到电机相电流采样回路延迟时间。本方法准确辨识电机相电流采样延迟时间，从而为ipmsm控制过程中的信号处理补偿、输出补偿等提供依据，提高新能源汽车永磁同步电机的控制精度、效率及稳定性。

附图说明

下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：

图1为本发明电机相电流采样延迟时间的辨识方法示意图。

具体实施方式

本发明电机相电流采样延迟时间的辨识方法包括如下步骤：

步骤一、在电机转子磁场定向下，以dq坐标系表示的永磁同步电机模型为：

式中：ud、uq为定子电压直轴和交轴分量、id、iq为定子电流直轴和交轴分量、ld、lq为直轴和交轴电感、rs为定子电阻、pn为电机极对数、ωm为转子机械角速度、ψf为转子永磁体产生的磁链；

步骤二、在电机控制端注入一个高频电压信号，并且当注入的电压信号频率相对于电机基波频率足够高时，电机模型等价成r-l模型，得到高频电压方程为：

式中：udh、uqh为直轴和交轴高频电压分量、idh、iqh为直轴和交轴高频电流分量、ldh、lqh为直轴和交轴高频电感、rsh为定子高频电阻、p为微分算子，p＝d/dt；

步骤三、通常高频电阻rsh压降很小，相对于高频电感，其压降可以忽略不计，将式(2)简化为式(3)，

步骤四、选择在d轴注入高频电压信号，其表达式为

式中：udhf为注入高频电压的幅值、ωh为注入高频电压的角频率、t为时间；

步骤五、根据式(3)和式(4)，得到高频电流信号表达式(5)，

式(5)成立的前提条件是电机相电流信号采样过程无时间延迟；

步骤六、综合考虑电机相电流信号采样过程的延迟时间，将式(5)修改为式(6)，

式中：δθ为电机相电流信号采样过程的相电流采样延迟相位角度；

同时考虑输出电压到电流的作用时间被延迟了1.5个控制周期，因此将式(6)修改为式(7)，

式中：φdelay＝δθ+1.5tωh、t为控制周期、

步骤七、使用锁相环估算相位延迟角

式中：εφ是idh与锁相环中人为产生的同频cos信号的乘积；为使用锁相环估计得到的相位延时角，由式(8)得到，εφ是一个2次频率项和一个直流项构成，通过低通滤波器将2次频率项滤除后得到使用pi控制器控制为0时，表示即估计的和真实的φdelay相等，而φdelay＝δθ+1.5tωh，从而得到式(9)，

式中：δt为电机相电流采样回路延迟时间。

如图1所示，本方法在实际应用时，电机控制器采用电流环控制模式，d轴和q轴给定电流为向电机的d轴注入高频电压信号udh＝udhfsin(ωht)，ωh＝2πfh，即高频电压信号的频率为fh；电流传感器采集得到的电机三相电流信号经过坐标变换得到dq坐标系下的idfb、iqfb，其中不仅包含了基波成分，还有谐波和噪声，为了得到注入高频电压信号产生的高频电流信号idh，需要将谐波和噪声滤除；为此设计数字陷波滤波器，其作用滤除高频分量，使电流环只控制基波分量id、iq；同时利用原始电流反馈信号idfb和滤波后的信号id之差得到高频电流信号idh；提取的高频电流信号idh经相位延迟锁相环处理得到延迟角度即可根据式(9)计算得到相电流采样延迟时间。

本方法通过注入高频电压信号，提取高频电流信号，经相位延迟锁相环处理可以精确辨识相电流采样延迟时间，从而为电流采样补偿提供依据。克服传统离线测试或计算的方法不能充分考虑电子元器件一致性导致的延迟时间的缺陷，从而为ipmsm控制过程中的信号处理补偿、输出补偿等提供依据，提高新能源汽车永磁同步电机的控制精度、效率及稳定性。