本实用新型涉及直流变换器领域，更具体地说，涉及一种双向直流变换器。
背景技术：
随着电动汽车及自动化行业的不断发展，越来越多应用场合要求实现双向能量传输。双向能量传输可由两个单向的功率变换器来实现，但是这种方式不仅功率密度低而且可靠性低，因此双向功率变换器应运而生。
相比于传统单向功率变换器，双向功率变换器虽然提高了功率密度，但是其效率等特性却会有所下降。基于此，实现高效率、高功率密度的双向功率变换器是当今电源行业所研究的重点之一。
如图1所示，是现有的降压/升压(Buck/Boost)变换器的电路拓扑图，该降压/升压变换器在降压时采用降压(Buck)拓扑，即开关管Q2保持关断，由PWM(plus width modulation，脉宽调制)波驱动的开关管Q1、电感L1、电容C2将电压V1降压为电压V2输出；在升压时采用升压(Boost)拓扑，即开关管Q1保持导通，由PWM波驱动的开关管Q2、电感L1、电容C2将电压V2升压为电压V1输出。该降压/升压变换器虽然可以实现双向的能量传输，但是这种变换器属于非隔离变换器，并且其单向只能实现升压或者降压中的一种，无法在单向上既实现降压又实现升压，应用场合较为局限。
如图2所示，是现有两级双向变换器的电路拓扑图。两级双向变换器的其中一级为降压/升压(Buck/Boost)非隔离结构(包括电感L1、开关管Q1、Q2、电容C3)，另外一级为隔离结构(包括隔离变换器)。两级双向变换器的降压/升压通常由Buck/Boost非隔离结构级实现。但该双向变换器由于采用两级结构，因此其体积较大，不利于功率密度的提升。
如图3所示，是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管Q5～Q8组成的斩波电路)，并通过斩波电路将两个电容C1、C2上的直流源转换为交流源作用于电感L1上，从而形成能量传输。但该双向变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重。
如图4所示，是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管Q5～Q8组成的斩波电路)，且该双向变换器包括位于变压器T的两侧的谐振腔(由电感L1、L3、电容C3构成的谐振腔以及由电感L2、L4、电容C4构成的谐振腔)，其在正向和反向工作时都为典型的LLC串联谐振结构，可以实现全范围的软开关。但该双向变换器同样在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重。
技术实现要素：
本实用新型要解决的技术问题在于，针对上述双向变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重的问题，提供一种双向直流变换器。
本实用新型解决上述技术问题的技术方案是，提供一种双向直流变换器，包括第一斩波单元、第二斩波单元、变压器以及控制单元，所述第一斩波单元的第一侧连接到第一外接端子、第二侧经由第一电感连接到所述变压器的原边绕组；所述双向直流变换器还包括用于检测第一外接端子电压的电压检测单元，且所述电压检测单元的输出端连接到所述控制单元的输入端；所述第二斩波单元的第一侧连接到所述变压器的副边绕组、第二侧连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有第一电容，所述变压器的副边绕组的中间抽头和负母线之间具有串联连接的第二电感和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述控制单元的输出端连接到所述第一斩波单元和第二斩波单元的控制端。
在本实用新型所述的双向直流变换器中，所述第二斩波单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，且所述第一开关管、第二开关管串联连接在正母线和负母线之间、所述第三开关管和第四开关管串联连接在正母线和负母线之间；所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的首端、所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的尾端。
在本实用新型所述的双向直流变换器中，所述第一斩波单元采用单桥臂斩波电路或H桥臂斩波电路。
在本实用新型所述的双向直流变换器中，所述第一斩波单元的第一侧具有滤波电容。
本实用新型的双向直流变换器，通过调整脉冲宽度调制信号的占空比，调整双向直流变换器在反向能量传输时的电压增益，可使双向直流变换器在拥有较大的传输比变化范围时保证能量的高效率传输。
附图说明
图1是现有的降压/升压变换器的电路拓扑图；
图2是现有两级双向变换器的电路拓扑图；
图3是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图；
图4是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图；
图5是本发明双向变换器实施例的示意图；
图6是本发明双向变换器在启动阶段的发波方式及第二电感对应电流波形；
图7是本发明双向变换器在第一外接端子输出电压达到预设值时的发波方式及第二电感对应电流波形。
具体实施方式
为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。
如图5所示，是本发明双向直流变换器实施例的示意图，该双向直流变换器可实现双向能量传输。本实施例中的双向直流变换器包括第一斩波单元51、第二斩波单元52、第一电感L1、第二电感L2、变压器Tx1、检测单元以及控制单元，其中检测单元连接到第一外接端子V1DC，以检测第一外接端子V1DC的电压；第一斩波单元51的第一侧连接到第一外接端子V1DC、第一斩波单元51的第二侧经由第一电感L1连接到变压器Tx1的原边绕组；第二斩波单元52采用H桥斩波电路，且第二斩波单元52的第一侧连接到变压器Tx1的副边绕组、第二斩波单元52的第二侧连接到正母线(+)和负母线(-)；上述正母线和负母线之间具有第一电容Cb，变压器Tx1的副边绕组的中间抽头和负母线之间具有串联连接的第二电感L2和第二电容C2DC，且第二电容C2DC的两端连接到第二外接端子V2DC。上述第一电容Cb用于在第二斩波单元52斩波过程中吸收能量，以使正母线电压达到一定的电压值；第二电容C2DC用于在能量由第二外接端子V2DC输入时，对第二外接端子V2DC输入的直流电进行滤波。
上述控制单元连接到第一斩波单元51和第二斩波单元52的控制端，以实现斩波控制及整流控制。该控制单元具体可包括存储有控制指令的存储装置以及可执行控制指令的芯片，且上述控制指令用于在能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC时，根据检测单元实时测得的电压不断调整输出到第二斩波单元52的控制端的脉冲宽度调制信号的占空比，直到检测单元测得的电压达到预设值。
上述第一斩波单元51可采用单桥臂斩波电路(即具有两个开关管)或H桥斩波电路(即具有四个开关管Qp1、Qp2、Qp3、Qp4)。
上述第二斩波单元52包括第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4，该第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4具体可采用IGBT((Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(Metallic Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。上述第一开关管Qs1和第二开关管Qs2串联连接在负母线和正母线之间、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4串联连接在负母线和正母线之间，即组成H桥拓扑结构。第一开关管Qs1和第二开关管Qs2的连接点连接到变压器Tx1的副边绕组的首端、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4的连接点连接到变压器Tx1的副边绕组的尾端。
本实施例中的双向直流变换器在能量由第一外接端子V1DC流向第二外接端子V2DC时，可与现有直流变换器的直流变换过程相同，即控制单元向第一斩波单元51输出脉冲宽度调制信号，使第一斩波单元51将第一外接端子V1DC输入的直流电斩成方波并作用于第一电感L1，变压器Tx1通过两侧的绕组将能量传输到第二斩波单元52并由第二斩波单元52将来自变压器Tx1的副边绕组的能量整流为直流电并通过第二外接端子V2DC输出。
本实施例中的双向直流变换器在进行反向驱动(即能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC)时，控制单元以脉冲宽度及脉冲间隔为控制变量来控制从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益。上述控制方式下，脉冲宽度调制信号的频率可以是确定的，也可以是变化的(可根据需要预先设置)。即在能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC时，控制单元根据从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号并输出到第二斩波单元52的控制端，同时向第一斩波单元51输出使第一斩波单元51进行整流处理的脉冲宽度调制信号(整流控制过程与现有方案相同)。
具体地，在能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC且第一外接端子的预设值在第一范围内时(即从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益较小)时，如图6所示，控制单元采用第一控制方式调整输出到第二斩波单元52的脉冲宽度调制信号的占空比，即向第一开关管Qs1的控制端输出第一调制信号、向第二开关管Qs2的控制端输出第二调制信号、向第三开关管Qs3的控制端输出第三调制信号和向第四开关管Qs4的控制端输出第四调制信号，并根据所述检测单元测得的电压按照预设调整量逐步调整第一调制信号的占空比，直到检测单元测得的电压达到预设值。在上述过程中，第一调制信号的占空比始终大于0.5，即第一调制信号的脉冲宽度ton大于脉冲间隙toff(脉冲宽度ton为一个周期中开关管的导通时间，脉冲间隔toff为一个周期中开关管的断开时间，脉冲宽度与脉冲间隔之和即为一个工作周期)。上述第一调制信号与第二调制信号互补(即第一调制信号中的脉冲宽度对应第二调制信号中的脉冲间隔)，第三调制信号与第四调制信号互补，第一调制信号与第三调制信号的相位差为180度，第二调制信号与第四调制信号的相位差为180度。在实际应用中，也可将第二调制信号、第三调制信号和第四调制信号中的任一个作为调整对象，从而使其他调制信号相应变化，实现第一外接端子V1DC电压调整。
特别地，上述第一控制方式中，第一调制信号的占空比的初始值为0.99。当然，在实际应用中，可根据需要设置第一调制信号的占空比的初始值。从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益越大，第一调制信号的占空比的初始值越小。
在实际应用中，预设调整量可为一个变量，即根据检测单元测得的电压与预设值之差变化而变化。具体地，检测单元测得的电压与预设值之差越大，预设调整量越大；检测单元测得的电压与预设值之差越小，预设调整量越小；若检测单元测得的电压小于预设值，则第一调制信号的占空比减小；若检测单元测得的电压大于预设值，则第一调制信号的占空加大。当然，还可采用固定步长调整方式，即预设调整量为固定值。
当第一外接端子的预设值在第二范围内时，即从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益较大，则在双向直流变换器的启动阶段，控制单元采用上述第一控制方式调整输出到第二斩波单元52的控制端的脉冲宽度调制信号，而在第一调制信号(即第一开关管的控制端的调制信号)的占空比小于或等于0.5且检测单元测得的电压未达到预设值时，控制单元需切换到第二控制方式调整输出到第二斩波单元52的控制端的脉冲宽度调制信号。在第二控制方式下，如图7所示，控制单元向第一开关管Qs1的控制端和第四开关管Qs4的控制端输出第五调制信号、向第二开关管Qs2的控制端和第三开关管Qs3的控制端输出第六调制信号，并根据检测单元测得的电压按照预设调整量逐步调整第五调制信号的占空比(第五调制信号的初始占空比与切换时第一调制信号的占空比相同)，直到检测单元测得的电压达到预设值；上述第五调制信号和第六调制信号的占空比相同，且所述第五调制信号和第六调制信号的相位差为180度。同样地，也可将第六调制信号作为调整对象，从而使其他调制信号相应变化，实现第一外接端子V1DC电压调整。
上述双向直流变换器在从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益较大时，在通过切换发波方式，可使双向直流变换器在拥有非常大的电压传输比范围内保证能量的高效率传输。
在上述能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC的过程(包括第一控制方式和第二控制方式)中，第一电容Cb顶部的电压的平均值Vb和第二外接端子V2DC的电压V2DC的关系约为：
即Vb是与V2DC相关的固定直流电压。直流电压Vb通过第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4斩波后可以在变压器Tx1上产生一个具有一定占空比交流斩波波形。这个斩波波形的占空比D满足如下表达式：
相应地，第一外接端子V1DC的电压V1DC如计算式(3)所示：
其中，V2DC为第二外接端子V2DC电压，ton为第一调制信号的脉冲宽度，toff为第一调制信号的脉冲间隔，且ton>toff；L1为第一电感的电感量，D为变压器Tx1原边绕组电压的占空比(即第二斩波单元52输出电压的占空比，具体如以下的计算式(3)所示)，Ro为第一外接端子V1DC所连接负载的等效电阻，为变压器Tx1原边绕组和副边绕组的匝数比(即Np为变压器原边绕组和副边绕组的匝数比的2倍)。
根据以上描述可以看出，双向直流变换器的第二斩波单元52的工作方式实际上是把第二外接端子V2DC输入的电压V2DC以Boost变换器类似的方式升压到Vb，因此上述双向直流变换器可以达到很高的电压升压比，从而在宽电压范围实现高效率的能量传输。
以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。