一种BiFRED转换器和驱动输出负载的方法与流程

本发明涉及一种例如用于在照明——特别是led照明——领域中使用的bifred转换器。本发明尤其涉及一种用于led灯具的驱动器，但是这样的驱动器也可以被用于其它类型的负载。

背景技术：

led照明技术正在快速发展。特别是led正在变得能够以日益降低的价格而获得。为了在led照明电器中使用，通常期望提供低成本的led驱动器。例如可以通过减少组件的数量来实现成本的降低，并且单级驱动器架构是优选的。然而，随着led功率的增加，驱动器必须满足与线路电流的失真相关的更加严格的要求。虽然低的线路电流失真在利用单级架构的情况下是可行的，但是在负载管理和线路管理、线路电流失真和输出纹波(闪烁)以及相对应的缓冲器大小和成本之间常常有所取舍。

虽然很容易就能满足高功率因数要求、低的总谐波失真以及良好的线路/负载管理，但是即便使用非常大的输出缓冲电容器也非常难以解决输出电流纹波(例如，处于100hz或200hz)。

根据技术调查，闪烁的问题在输出电流低频纹波低于4％的情况下就可以认为得到了解决。通常，使用意味着ac/dc升压转换器和dc/dc反激转换器的双级拓扑。该拓扑由于高压开关和控制电路的重复而具有高的成本和组件数量。

一种公知的单级驱动器拓扑(或者有时被称作1.5级转换器)是bifred拓扑(升压集成反激整流器/能量级dc/dc转换器)。

图1a是示意性示出从用于驱动led负载l的市电2进行供电的非隔离bifred转换器1的框图。附图标记3指示整流器，附图标记4指示emi滤波器。实际转换器包括连接在第一输入端子5和第二输入端子6之间的第一二极管d1、第一电感器l1、存储电容器c1和第二电感器l2的串联布置。输入端子5和6连接至滤波器4的输出。

注意到，第一二极管d1和第一电感器l1的顺序可以有所不同。进一步注意到，存储电容器c1和第二电感器l2的顺序可以有所不同。进一步注意到，第一二极管d1的方向确定了电流流动的方向，并且因此确定了输入端子的相互极性。出于方便的原因，第一输入端子5将被称作“高”输入端子，而第二输入端子6则将被称作“低”输入端子。

附图标记a指示第一电感器l1与存储电容器c1和第二电感器l2的串联布置之间的节点。可控开关s1连接在节点a和低输入端子6之间。

转换器1进一步包括第二二极管d2与输出电容器c2和led负载l的并联布置的串联布置，该串联布置与第二电感器l2并联连接。附图标记9a和9b指示用于连接该负载的输出端子。注意到，该转换器也可以被用于其它类型的负载。

附图标记8指示用于开关s1的控制设备。该控制设备控制开关a1以处于导通(第一状态)或非导通(第二状态)，并且以某个反复频率在这两种状态之间进行交替。

基本操作如下。在第一状态期间，该开关导通并且第一电感器l1经由开关s1从经整流的市电进行充电。第一电感器l1中的能量是与电感器电流成比例的磁能。该电感器电流在增大。

在第二阶段期间，该开关为非导通，该电感器电流继续流动，对第一电感器l1放电并且对存储电容器c1充电。第一电感器l1中的电流减小，同时存储电容器c1上的电压增大。从l1到c1的充电电流还部分流过第二电感器l2，并且部分经由第二二极管d2以对led供电并且对输出电容器c2充电。

在第一阶段期间，存储电容器c1还经由开关s1而通过第二电感器l2放电。在第二阶段期间，存储在第二电感器l2中的能量将被用来对输出电容器c2充电并且对led供电。

图1b是示出由附图标记11所指示的转换器的可替换实施例的示意图。在该可替换实施例中，第二电感器l2是变压器t1的初级绕组，该变压器t1具有连接至第二二极管d2的次级绕组l3。这是隔离bifred转换器。使用这样的变压器的优势在于，初级和次级绕组可以互相隔离从而在输入和输出之间提供绝缘，并且各自的匝数可以具有高于1的比率从而在输出处提供电压增大，而在其它方面的操作则与上文所描述的相同。

对于该转换器的正确操作而言，从第一状态至第二状态以及从第二状态至第一状态的开关时刻的时序是至关重要的。该控制设备可以以任意的高频率进行操作，但是考虑到充电电流得自于经整流市电这一事实，负载中的电流可以具有等于市电频率的两倍的频率分量(纹波)。通常，市电频率例如是50hz(欧洲)或60hz(美国)，因此led光输出可以具有100或120hz的纹波频率。这是能够观察到的，并且因此期望该纹波电流的大小尽可能低。

另外，从市电获取到的功率必须与负载l所消耗的功率成比例，并且这是通过适配开关控制的占空比来实现的，其中第一状态的相对持续时间的增加对应于功率的增加。

已知单级pfcled驱动器中的典型方法是在dc/dc转换器的输出处布置缓冲或者100hz/120hz的闪烁滤波，因为在转换器的输入布置显著的缓冲会折损功率因数并且增加线路电流失真。输出缓冲器通常由大的输出电容器c2所构成，其随着led的动态电阻而形成时间常数。为了改善led功效，led制造商在过去十年间已经持续减小了led的动态电阻，这已经导致所需的输出缓冲器的大小和成本明显增加。

一种替代方式是提供转换器输出电流的反馈控制而使得电流纹波以动态方式被防止。一般有两种输出电流管理方法随在led驱动器内使用的bifred转换器而使用。

第一种是峰值电流控制。该方法涉及到检测转换器的初级侧的峰值电流。峰值电流控制并不利用bifred转换器提供恒定输出电流，但是该方法能够利用低组件数量来实施并且它能够获得中等级别的线路/负载管理。然而，虽然使用了大容量电容器，但是要满足4％的电流纹波也非常困难。

第二种方法是利用次级侧电流检测的闭环控制。用于该闭环方法的电路在图2中示出。针对相同组件使用与图1中相同的附图标记。

使用感应电阻器r1来感应输出电流，并且使用误差放大器20将跨感应电阻器r1所测量的电压与该转换器次级侧处的基准vref相比较。控制回路的输出通过诸如光电耦合器22的隔离障碍而被传送至该转换器的初级侧。

假设误差放大器20具有充分的开路增益以及非常快的响应时间，则该方法提供了非常低的输出电流纹波，从而它例如易于满足4％的纹波要求。不幸的是，在控制电路中提供隔离的成本非常之高。

因此需要一种使得能够利用简单且低成本的电路对输出电流纹波进行控制的bifred转换器。

技术实现要素：

为了解决以上问题，拥有一种能够减少电流纹波而并不在次级侧检测并传送参数的初级侧控制机制将会是有利的。

本发明的基本思想是在初级侧感应市电输入的纹波信息，并且使用该纹波信息来调节bifred转换器的接通持续时间。所述感应是通过感应来自升压部分的升压电流以及反激部分的放电电流两者来实施的。

更具体地，本发明由权利要求所限定。

根据依据本发明一个方面的示例，提供了一种升压集成反激(bifred)转换器，包括：

具有第一和第二端子的输入；

升压部分，包括该输入的一个端子和开关元件之间的电感器；和

反激部分，包括初级绕组和次级绕组，具有与该反激部分的初级绕组串联的能量存储设备以及具有在第二侧所定义的第一和第二端子的输出，

其中该转换器进一步包括：

电流感应元件，其与该能量存储设备串联以便感应在所述开关元件关断时来自该升压部分的输出电流以及在所述开关元件接通时从该能量存储设备放电的电流；

反馈电路，用于处理所感应的电流以得出控制信号；和

控制器，用于基于该控制信号调节该开关元件在其间接通的持续时间。

该布置形式利用了初级侧电流感应，从而在反馈路径中并不需要信号隔离。另外，升压充电电流和反激放电电流两者的感应电流能够提供有关市电纹波的准确信息。基于该感应电流，通过基于对流过初级绕组的电流进行处理并反馈而适配接通时间，其提供了针对标准接通时间控制的修改。以这种方式，电流纹波能够得到抑制，从而能够利用低成本的转换器电路实现具有低电流纹波的输出。

感应电阻器例如被用来感应(开关元件关断时的)升压电流以及(开关元件接通时的)由能量存储设备所放电的电流。该感应电流因此是ac电流。对该感应电流的处理例如包括低通滤波和反相。当输入电压为高时，经滤波的感应电流也为高并且反相信号则为低。该低的反相信号导致持续时间减少。当输入电压为高时，该有所减少的持续时间提供了稳定的输出电流。该电路的目标是基于ac输入的相位信息来平滑输出电流。该电流可以具有小于4％的电流纹波的输出。

该输入可以被适配以接收具有可变振幅的ac市电供电，并且该反馈电路被适配以在ac市电供电为高时提供处于第一电平的控制信号，并且在ac市电供电为低时提供处于第二电平的控制信号，并且其中该控制器被适配以在该控制信号处于第一电平时减少持续时间以及在该控制信号处于第二电平时增加持续时间，由此平滑输出。显然，在处于第一和第二电平的控制信号之间可以存在连续的数值范围，并且这些可以被认为是控制系统的端点数值。

该反激部分例如也包括该开关元件，从而该开关元件在该升压部分和反激部分之间共享。这定义了其中升压部分和反激部分与最低数量的电路组件相集成的已知方式。其提供了具有高性能的低成本和低数量的组件。

该升压部分可以包括该电感器和开关元件之间的输入二极管，并且该反激部分包括该次级绕组和输出的一个端子之间的输出二极管。

该转换器可以包括该输入和升压部分之间的整流器。

该转换器例如用于在其输入处连接至市电，并且生成例如具有用于驱动电流驱动负载的调节输出电流的dc输出，所述电流驱动负载诸如led照明。

该电流感应元件可以包括如上文所提到的感应电阻器，其连接在基准电位和该能量存储设备之间，其中跨该电阻器的电压被提供作为该反馈元件的输入电压。

这使得低成本且简单的基于电压的处理电路能够被用来生成反馈信号。

该反馈电路可以包括低通滤波器和电压放大器电路，所述电压放大器电路具有随经滤波的感应电流并且进而随输入电压反相变化的增益。

以这种方式，来自反激部分的输出电流的贡献通过具有非恒定的接通时间控制来调制，上述非恒定的接通时间控制使得该反激部分被调制成对在升压部分中所出现的电流调制进行补偿。当该升压部分导致电流浪涌时，该反馈电路的输出被减小。接通时间因此被控制以减少该反激级的电流贡献。

该转换器可以进一步包括用于控制该开关元件的接通时间的接通时间调制电路，其中该接通时间调制电路包括用于将该反馈电路的输出与基准输入进行比较的比较电路。

该基准输入可以被用来设置该转换器的操作点，并且因此设置所期望的输出电流。该反馈元件输出信号中的调制被用来减少输出电流中的纹波。

本发明还提供了一种包括如上文所限定的转换器的led驱动器。

本发明还提供了一种照明电路，包括：

如上文所限定的led驱动器；和

连接至该led驱动器的输出的led装置。

依据本发明的另一个方面的示例提供了一种用于使用bifred转换器驱动输出负载的方法，包括：

使用该转换器的升压部分实施升压转换，所述升压部分包括该升压部分的输入的一个端子与开关元件之间的电感器；

使用反激部分实施反激转换，所述反激部分包括初级绕组和次级绕组，具有与该反激部分的初级绕组串联的能量存储设备以及在次级绕组侧所定义的输出，

感应在所述开关元件关断时来自该升压部分的输出电流以及在所述开关元件接通时从该能量存储设备放电的电流；

处理所感应的电流以得出控制信号；和

基于该控制信号调节该开关元件在其间接通的持续时间。

该方法利用了初级侧电流感应，从而在反馈路径中并不需要信号隔离，但是其仍然支持明显的输出电流平滑。该方法被适配以接收具有可变的瞬时振幅的ac市电供电，其中该处理的步骤被适配以在ac市电供电处于第一瞬时振幅时提供处于第一电平的控制信号并且在ac市电供电处于第二瞬时振幅时提供处于第二电平的控制信号，其中该调节步骤被适配以在该控制信号处于第一电平时减少该持续时间以及在该控制信号处于第二电平时增加该持续时间，由此平滑输出。

该方法可以包括提供连接在基准电位和该能量存储设备之间的电阻器两端的电压作为表示感应电流的输入电压。该输入电压可以利用随输入电压反相变化的增益而被放大。该开关元件的接通时间例如基于经处理的感应电流与基准输入的比较而被修改。该基准输入可以被用来设置输出电流水平，并且该控制信号被用来抑制电流纹波。

该方法例如被用于驱动通过led负载的电流。

本发明的这些和其它方面将参考下文所描述的(多个)实施例而变得明显并且得以阐述。

附图说明

现在将参考附图详细描述本发明的示例，其中：

图1a示出了已知bifred转换器的第一示例；

图1b示出了已知bifred转换器的第二示例；

图2示出了具有来自隔离输出级的反馈的已知bifred转换器的第三示例；

图3a-b示出了图2的转换器的电流输出波形；

图4a-b示出了所期望的有所改善的电流波形；

图5示出了bifred转换器；

图6示出了在图5的转换器中使用的反馈电路的示例；

图7示出了用于图示图6的电路的操作的波形；和

图8示出了图7的一些波形的放大部分。

具体实施方式

本发明提供了一种升压集成反激(bifred)转换器，其具有与该转换器的能量存储设备串联的电流感应元件以用于感应升压部分电流和反激放电电流。反馈电流处理感应电流以得出控制信号，所述控制信号随后被用于调节该开关元件在其间基于该控制信号而被接通的持续时间。该布置形式利用初级侧电流感应来修改标准接通时间控制而使得输出中的电流纹波能够得到抑制。

本发明基于修改bifred转换器架构——例如基于图1b中所示的架构——的已知接通时间控制方案。在图1b中，使用恒定的接通时间控制来获得高的功率因数和低的总谐波失真，但是却导致了高的输出电流纹波。

图3示出了由于恒定的接通时间控制所导致的基础波形。图3a示出了led输出电流。图3b示出了如分区30的来自升压级的以及如分区32的来自反激功率级的针对输出电流的贡献。

图4示出了可以如何使用依据本发明的示例的电路和方法对图3的波形进行修改。接通时间被逐个周期地修改从而存在着具有减少输出电流纹波的调制的接通时间控制。该转换器的开关频率通常处于khz的范围，从而该接通时间控制的调制能够在(整流)市电输入信号的个体周期的持续时间内轻易实现。

流过大容量电容器c1(参见图1b)的电流的低频(市电)形态被用作接通时间调制的控制参数，以便补偿输出电流。

图4a示出了所产生的输出电流以及升压部分的贡献30和反激部分的贡献32。

图4b示出了电容器电流在反激部分上的低频分量。该低频分量能够被用于补偿图3b中的输出波形以获得非常低的led输出电流纹波。

图5示出了转换器电路。与图1b或图2中相同的组件被给予相同的附图标记。

该电路包括升压集成反激(bifred)转换器，其具有第一端子50a和第二端子50b。这些从整流器3接收整流市电信号。

升压部分包括处于输入的一个端子50a和开关元件s1之间的电感器l1和二极管d1，并且反激部分具有变压器t1的初级绕组l2和次级绕组l3，具有与反激部分的初级绕组l2串联的能量存储设备c1(在该示例中为大容量电容器)。该转换器具有输出，其具有在该变压器的第二侧限定的第一端子52a和第二端子52b。该反激部分包括处于次级绕组l3和输出的一个端子52a之间的输出二极管d2。

开关元件s1共用于升压部分和反激部分。

在该示例中，电阻器r2形式的电流感应元件与大容量电容器c1串联，以用于在开关元件s1关断时感应来自升压部分的输出电流以及在开关元件s1接通时感应从大容量电容器c1放电的反激部分电流。电流感应电阻器r2因此用于感应图8中的电流波形ir2。它连接至基准端子(该示例中为接地)并且跨接该感应电阻器的电压表示电流流动。该电压呈现在感应节点55处。

反馈电路54处理该感应电流(即，呈现在感应节点55处的电压)并且得出控制信号56。

控制器58随后被用来基于控制信号56调节开关元件s1在其间被接通的持续时间。

初级侧电流感应的存在使得反馈路径中不需要信号隔离。

控制器58包括已知的接通时间控制电路，连同附加的电流感应输入。特别地，控制器58具有用于设置整体输出电流水平的基准输入(未示出)。在常规的接通时间控制系统中，具有恒定接通时间控制器ic，其具有比较器输入“comp”。这通常承载例如基于输出电压或电流的反馈以及与基准值的比较而决定接通时间的占空比的dc电平。这个基于反馈控制所获得的dc数值可以随后如以上所解释的利用低频“comp”信号进行调制从而在市电周期期间提供转换器控制。

控制器58因此通过基于处理和反馈流过初级绕组l2的电流对接通时间进行调试而提供了针对标准接通时间的修改。以这种方式，电流纹波能够得到抑制，从而可以利用低成本的转换器电路实现具有低电流纹波的输出。

感应电阻器r2感应升压电流(在开关元件关断且通过该电阻器流向接地端时)以及能量存储设备所放电的电流(在开关元件接通且通过该电阻器远离接地端流动时)两者。所感应电流因此是ac电流。

该反馈电路包括由电容器c3和反相放大器60所实施的低通滤波器级。由电阻器r2所感应并由低通滤波器所滤波的信号在图8中被示为ir2-lpf。反相信号在图8中被示为comp。当输入电压为高时(即，感应到高电流)，反相信号因此为低并且接通时段有所减少。该短的时段提供了稳定的输出电流。

如图4b中所看到的，经滤波的电容器电流遵循ac市电供电的相位。因此，ac市电供电为高时产生第一控制信号而ac市电供电为低时产生第二控制信号。当ac市电信号为高时，该持续时间有所减少，而当ac市电信号为低时，该持续时间有所增加。

图6示出了用于实施反馈电路54的反相放大器电路。晶体管具有用于设置增益值的负反馈电阻器r4。dc偏压电阻器r5设置电路操作点，并且滤波器电容器c4和dc阻塞电容器c5也被示出。

图7示出了补偿电路之后的led输出电流的仿真。

具有粗轨迹的图形得自于转换器的高频开关。顶部图形示出了低通滤波从而高频开关分量被去除之后的输出电流iout。

下一个图形则示出了输入电流iin、输出电流iout和输出电压vout。底部图形示出了来自反馈电路54的输出“comp”。

经低通滤波的输出电流中的纹波能够被计算为2.6％，这展示了能够轻易地满足4％的纹波要求。

图7示出了输入电流iin、通过感应电阻器r2的电流ir2、感应电流的低通版本ir2_lpf以及从反馈电路54产生的输出“comp”的放大部分，所述“comp”随后被用来修改标准接通时间控制。x轴示出了时间，并且其总体上示出了市电的半个周期。其还示出了输入电流iin的放大部分(沿着时间轴)，以示出由转换器开关频率所引入的高频分量。

电流ir2在开关元件关断情况下的升压转换器部分的操作期间为正，并且在开关元件接通情况下的反激部分的操作期间为负。

信号comp被提供至标准接通时间控制ic的比较输入管脚从而控制接通时间的调节。

在市电的0相位角(相位角在图8中被示为φ)，更高的信号comp将导致更长的接通时间。在90度相位角，较低的comp数值将减少接通时间。通过优化控制参数，输出电流在所有相位角都保持稳定，这带来了非常低的输出电流纹波。

本发明尤其关注于一种低成本、低输出电流纹波的led驱动器。通过研习附图、公开和所附权利要求，本领域技术人员在实践所请求保护的发明时能够理解并实施针对所公开实施例的其它变化。在权利要求中，词语“包括”并不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”(“a”或“an”)并不排除多个。某些措施在互相不同的从属权利要求中被引用的仅有事实并非表示这些措施的组合无法被加以利用。权利要求中的任何附图标记都不应当被理解为对范围有所限制。