信号输出电路的制作方法

本申请基于2016年9月26日提出的日本申请第2016－186953号，这里引用其记载内容。

本发明涉及通过对输出晶体管的驱动进行控制而从输出晶体管的主端子输出梯形波输出信号的信号输出电路。

背景技术：

在输出梯形波的信号输出电路中，可能存在其输出信号的上升及下降中包含的高次谐波成分作为噪声源起作用、产生无法满足无线电噪声等的标准的问题。因此，为了满足标准，需要另行设置滤波器等噪声应对部件，从而装置的体积及成本增加。

鉴于这样的情况，考虑了不设置噪声应对部件而用于降低高次谐波成分的噪声的各种技术。例如在专利文献1中，公开了通过将输出信号的通过速率(throughrate)每次进行变更而分散高次谐波成分、将噪声的峰值抑制得较低的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2012－080739号公报

技术实现要素：

但是，在上述的现有技术中，作为对输出级的晶体管进行驱动的方式，采用了恒压驱动方式。因此，为了增加通过速率的种类，需要增加对输出级的晶体管进行驱动的缓冲器的数量，有导致电路规模增大的问题。

本发明的目的在于，提供能够将电路规模抑制得较小、并且降低高次谐波成分的噪声的信号输出电路。

在本发明的第一方式中，信号输出电路通过对输出晶体管的驱动进行控制，从输出晶体管的主端子输出梯形波输出信号，具备驱动部以及驱动能力变更部。驱动部对输出晶体管进行恒流驱动，驱动能力变更部将驱动部的驱动能力周期性地变更。

根据这样的结构，由于驱动部的驱动能力周期性地变更，所以梯形波输出信号的通过速率周期性地变化。结果，输出信号的上升及下降中包含的高次谐波成分被分散，噪声的峰值被抑制得较低。该情况下，越是增加驱动能力、以及通过速率的变更模式，噪声降低效果越高。并且，根据上述结构，采用了对输出晶体管进行恒流驱动的恒流驱动方式，因此驱动能力能够仅通过变更电流值来变更。因此，根据上述结构，不会如现有技术那样导致电路规模的大幅增加就能够增加通过速率的变更模式，能够得到较高的噪声降低效果。这样，根据上述结构，得到能够将电路规模抑制得较小、并且将高次谐波成分的噪声降低的良好效果。

附图说明

本发明的上述目的及其他目的、特征及优点通过参照附图的下述详细记载会变得更明确。

图1是示意性地表示第1实施方式的开关调节器(switchingregulator)的结构的图。

图2是示意性地表示驱动电路的具体结构例的图。

图3是示意性地表示生成基准电压的电压生成部的具体结构例的图之一。

图4是示意性地表示生成基准电压的电压生成部的具体结构例的图之二。

图5是示意性地表示生成基准电压的电压生成部的具体结构例的图之三。

图6是示意性地表示生成基准电压的电压生成部的具体结构例的图之四。

图7是示意性地表示各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图8是示意性地表示将通过速率的种类设为2种的情况和设为3种的情况下的梯形波输出的频谱的图。

图9是示意性地表示不对通过速率的变更幅度加以设计的情况下的梯形波输出的频谱的图。

图10是示意性地表示第2实施方式的可变电阻器的具体结构例的图。

图11是示意性地表示各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图12是示意性地表示第3实施方式的电流反射镜电路的具体结构例的图。

图13是示意性地表示各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图14是示意性地表示第4实施方式的驱动电路的具体结构例的图。

图15是示意性地表示各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图16是示意性地表示第5实施方式的各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图17是表示第6实施方式的用于说明由浪涌电压引起的问题的时序图。

图18是示意性地表示第6实施方式的开关调节器的结构的图。

图19是示意性地表示各部的动作状态、信号波形以及电压波形的时序图。

图20是示意性地表示第7实施方式的电荷泵电路的结构的图。

图21是示意性地表示马达驱动器系统的结构的图。

具体实施方式

以下，参照附图对多个实施方式进行说明。另外，在各实施方式中对实质相同的结构附加相同的符号而省略说明。

(第1实施方式)

以下，对于第1实施方式，参照图1～图9进行说明。

图1所示的开关调节器1例如设置于车辆所搭载的电子控制装置等，将通过输入电源线li提供的输入电压vi升压并输出。开关调节器1的输出电压vo通过输出电源线lo而供给到负载2。

开关调节器1具备电感器l1、二极管d1、电容器c1、作为n沟道型mos晶体管的晶体管t1、驱动电路3等。电感器l1的一个端子与输入电源线li连接，另一个端子在正向上经由二极管d1而与输出电源线lo连接。在输出电源线lo与被施加电路的基准电位(0v)的地线lg之间，连接着平滑用的电容器c1。

在电感器l1与二极管d1彼此的连接点即节点n1，连接着晶体管t1的漏极。晶体管t1的源极与地线lg连接。晶体管t1的栅极被施加从驱动电路3输出的驱动信号sa。即，晶体管t1的通断驱动由驱动电路3控制。该情况下，晶体管t1的驱动被驱动电路3进行pwm控制从而实现将输入电压vi升压并输出的升压动作。

在执行这样的升压动作时，在晶体管t1的漏极即节点n1，出现梯形波的信号。因而，在本实施方式中，驱动电路3通过对晶体管t1的驱动进行控制而从晶体管t1的漏极输出梯形波输出信号(以下也称为梯形波输出)，相当于信号输出电路。此外，该情况下，晶体管t1相当于输出晶体管，其漏极相当于主端子。

驱动电路3具备驱动部4和将驱动部4的驱动能力周期性地变更的驱动能力变更部5。驱动部4是对晶体管t1进行恒流驱动的结构，具备对晶体管t1进行导通驱动的导通侧驱动部6和对晶体管t1进行截止驱动的截止侧驱动部7。

导通侧驱动部6具备生成从被施加电池电压vb的电源线lb向驱动电路3的输出节点n2(以下简称节点n2)流动的驱动电流ih的电流生成电路8、和将电流生成电路8与节点n2之间开闭的开关sh。截止侧驱动部7具备生成从节点n2向地线lg流动的驱动电流il的电流生成电路9、和将电流生成电路9与节点n2之间开闭的开关sl。

开关sl当用于对晶体管t1的驱动进行控制的控制信号sb为高电平(以下称为h电平)时接通、并且当低电平(以下称为l电平)时断开。此外，开关sh当将控制信号sb利用反转缓冲器10反转后的反转信号为h电平时接通，并且当为l电平时断开。因而，开关sl、sh根据控制信号sb而互补性地通断。

根据这样的结构，在控制信号sb为l电平的期间，通过开关sh的导通而从电源线lb向节点n2(＝晶体管t1的栅极)流动驱动电流ih，利用该驱动电流ih将晶体管t1进行导通驱动。此外，在控制信号sb为h电平的期间，通过开关sl的导通而从节点n2(＝晶体管t1的栅极)向地线lg流动驱动电流il，利用该驱动电流il将晶体管t1进行截止驱动。

由电流生成电路8、9生成的驱动电流ih、il的大小即电流值根据从驱动能力变更部5提供的电流值指令信号sc、sd来设定。即，导通侧驱动部6及截止侧驱动部7成为能够变更其驱动能力的结构。驱动能力变更部5将导通侧驱动部6及截止侧驱动部7的驱动能力、即驱动部4的驱动能力周期性地变更。

该情况下，驱动能力变更部5对驱动部4的驱动能力进行变更的切换定时被设定在晶体管t1的漏极所呈现的信号即梯形波输出不变化的期间。关于详细的切换定时在后面叙述，但驱动能力变更部5以导通侧驱动部6的导通驱动的开始作为触发来变更截止侧驱动部7的驱动能力，以截止侧驱动部7的截止驱动的开始作为触发来变更导通侧驱动部6的驱动能力。

作为这样的驱动电路3的具体结构，例如能够采用如图2所示那样的结构。在图2所示的结构中，在导通侧驱动部6的输出级，设有包括n个p沟道型mos晶体管的电流反射镜电路11。此外，在截止侧驱动部7的输出级，设有包括n个n沟道型mos晶体管的电流反射镜电路12。其中，n为2以上的整数。另外，图2中，示出了电流反射镜电路11、12包括2个晶体管的例子、即「n＝2」的结构例，但「n≧3」的结构也可以。

电流反射镜电路11的输入侧的晶体管t11的源极连接于电源线lb，漏极经由电阻r1连接于地线lg。电流反射镜电路11的输出侧的晶体管t12的源极连接于电源线lb，漏极连接于节点n2。晶体管t11、t12的栅极连接于op放大器13的输出端子。

向op放大器13的非反相输入端子，提供了由电压生成部14生成的基准电压vrefp。op放大器13的反相输入端子连接于晶体管t11的漏极。op放大器13根据控制信号sb的反转信号，切换其动作的执行及停止。具体而言，op放大器13当控制信号sb的反转信号为h电平时被切换为执行动作的动作状态，当为l电平时被切换为停止动作的非动作状态。

电流反射镜电路12的输入侧的晶体管t13的源极连接于地线lg，漏极经由电阻r2连接于电源线lb。电流反射镜电路12的输出侧的晶体管t14的源极连接于地线lg，漏极连接于节点n2。晶体管t13、t14的栅极连接于op放大器15的输出端子。

向op放大器15的非反相输入端子，提供了由电压生成部16生成的基准电压vrefn。op放大器15的反相输入端子连接于晶体管t13的漏极。op放大器15根据控制信号sb，切换其动作的执行及停止。具体而言，op放大器15当控制信号sb为h电平时被切换为执行动作的动作状态，当为l电平时被切换为停止动作的非动作状态。

该情况下，在导通侧驱动部6中，op放大器13作为开关sh发挥功能，并且电流反射镜电路11及电阻r1作为电流生成电路8发挥功能。此外，在截止侧驱动部7中，op放大器15作为开关sl发挥功能，并且电流反射镜电路12及电阻r2作为电流生成电路9发挥功能。另外，电压生成部14、16设于驱动能力变更部5，从它们输出的基准电压vrefp、vrefn分别作为电流值指令信号sc、sd发挥功能。

在上述结构中，向电流反射镜电路11的输入侧的晶体管t11流动的电流it11如下述(1)式所示那样，由基准电压vrefp的值以及电阻r1的电阻值r1决定。

it11＝vrefp/r1…(1)

并且，向电流反射镜电路11的输出侧的晶体管t12流动的电流即驱动电流ih的电流值由下述(2)式表示。

ih＝n×it11＝n×(vrefp/r1)…(2)

此外，在上述结构中，向电流反射镜电路12的输入侧的晶体管t13流动的电流it13如下述(3)式所示那样，由电池电压vb的值、基准电压vrefn的值以及电阻r2的电阻值r2决定。

it13＝(vb－vrefn)/r2…(3)

并且，向电流反射镜电路12的输出侧的晶体管t14流动的电流即驱动电流il的电流值由下述(4)式表示。

il＝n×it13＝n×((vb－vrefn)/r2)…(4)

这样，在本实施方式中，通过将电流反射镜电路11、12的输入侧的电流进行变更，能够将驱动电流ih、il的大小、以及驱动部4的驱动能力进行变更。

电压生成部14、16根据对驱动部4的驱动能力(具体而言，驱动电流ih、il的电流值)进行指令的指令值，对输出的基准电压vrefp、vrefn的电压值进行切换。作为这样的电压生成部14、16的具体结构，例如能够采用图3～图6所示那样的结构。

在图3所示的结构中，通过切换在电源线lb以及地线lg之间连接的电阻分压电路17的分压比，对输出的基准电压vrefp(或基准电压vrefn)的电压值进行变更。该情况下，设有模拟开关swa，该模拟开关swa分别使构成电阻分压电路17的多个电阻ra中的除了与电源线lb最近的电阻ra(以下称为最上级的电阻ra)以外的全部的电阻ra的两端子间开闭。

并且，sw电路选择部18根据对驱动能力进行指令的指令值，控制各模拟开关swa的开闭。由此，从构成电阻分压电路17的最上级的电阻ra与在其下游侧连接的电阻ra彼此之间的连接节点na，输出所希望的电压值的基准电压vrefp(或基准电压vrefn)。

在图4所示的结构中，通过切换从恒流源19输出的电流流动的路线的电阻值，对输出的基准电压vrefp(或基准电压vrefn)的电压值进行变更。该情况下，在电源线lb以及地线lg之间，连接着恒流源19以及电阻电路20。

此外，该情况下，设有分别使构成电阻电路20的全部的电阻rb的两端子间开闭的模拟开关swb。并且，sw电路选择部21根据对驱动能力进行指令的指令值，控制各模拟开关swb的开闭。由此，从恒流源19与电阻电路20彼此的连接节点nb，输出所希望的电压值的基准电压vrefp(或基准电压vrefn)。

图5所示的结构是采用了恒流电路22和r－2r梯形(ladder)电路23的具有4比特的分辨率的d/a转换器24。该情况下，能够根据由4比特的数字值构成的指令值，对输出的基准电压vrefp(或基准电压vrefn)的电压值进行变更。另外，比特数不限于4，可以根据必要的电压值的变更幅度等适宜变更。此外，还能交换恒流电路22和r－2r梯形电路23的配置。该情况下，成为图6所示那样的结构的d/a转换器25。

接着，对上述结构的作用进行说明。

这里，参照图7，说明驱动能力变更部5按晶体管t1的驱动周期(pwm周期)的每1周期对驱动部4的驱动能力进行变更的情况下的各部的动作状态。此外，该情况下，假设将导通侧驱动部6以及截止侧驱动部7的驱动能力分别变更为“小”、“中”及“大”这3种(3等级)。此外，假设变更的顺序为“…小→中→大→小→中→大…”这样的情形。

在上述结构下，基准电压vrefp的电压值越高，导通侧驱动部6的驱动能力(以下也称为on侧驱动能力)越大。该情况下，on侧驱动能力在基准电压vrefp的电压值为v1的时成为“大”，在v2时成为“中”，在v3时成为“小”。另外，电压值v1～v3的大小关系是「v1＞v2＞v3」。

此外，在上述结构下，基准电压vrefn的电压值越低，截止侧驱动部7的驱动能力(以下也称为off侧驱动能力)越大。该情况下，off侧驱动能力在基准电压vrefn的电压值为v1时成为“小”，在v2时成为“中”，在v3时成为“大”。

如图7所示，在控制信号sb从l电平向h电平转移的定时、即控制信号sb的上升的定时，基准电压vrefp的电压值被切换，由此on侧驱动能力切换。此外，在控制信号sb从h电平向l电平转移的定时、即控制信号sb的下降的定时，基准电压vrefn的电压值被切换，由此off侧驱动能力切换。

通过这样切换on侧驱动能力以及off侧驱动能力，梯形波输出的通过速率按每1周期而变化。具体而言，在期间ta，在梯形波输出的上升时off侧驱动能力为“小”，并且在下降时on侧驱动能力为“小”。因此，在期间ta，梯形波输出的上升及下降的倾斜最平缓，其通过速率也最低。另外，图7中，为了使梯形波输出的通过速率的变化容易理解，用虚线表示了驱动能力为“中”的情况的梯形波输出的波形。

此外，在期间tb，在梯形波输出的上升时off侧驱动能力为“中”，并且在下降时on侧驱动能力为“中”。因此，在期间tb，梯形波输出的上升及下降的倾斜比期间ta急峻，其通过速率也比期间ta高。

此外，在期间tc，在梯形波输出的上升时off侧驱动能力为“大”，并且在下降时on侧驱动能力为“大”。因此，在期间tc，梯形波输出的上升及下降的倾斜最急峻，其通过速率也最高。

根据以上说明的本实施方式，能得到如下效果。

本实施方式中，驱动部4的驱动能力周期性地变更，从而梯形波输出的通过速率周期性地变化。结果，梯形波输出的上升及下降中包含的高次谐波成分被分散，噪声的峰值被抑制得较低。该情况下，驱动能力、以及通过速率的变更模式越增加，噪声降低效果越高。如图8所示可知，与通过速率的种类为2种的情况相比，3种的情况下噪声降低的效果更高。

这里，本实施方式中，采用了对晶体管t1进行恒流驱动的恒流驱动方式，因此其驱动能力能够仅通过对驱动电流ih、il的电流值进行变更来变更。因此，根据本实施方式，不像现有技术那样导致电路规模的大幅增加就能够增加通过速率的变更模式，能够得到较高的噪声降低效果。这样，根据本实施方式，得到能够将电路规模抑制得较小、并且降低高次谐波成分的噪声的良好效果。

此外，驱动能力变更部5以控制信号sb的下降、即导通侧驱动部6的导通驱动的开始作为触发而对截止侧驱动部7的驱动能力进行变更，以控制信号sb的上升、即截止侧驱动部7的截止驱动的开始作为触发而对导通侧驱动部6的驱动能力进行变更。因此，在梯形波输出不变化的期间，驱动部4的驱动能力变更。这样，在梯形波输出的上升的中途、下降的中途，其倾斜的变化消失。

此外，驱动能力变更部5通过变更由电压生成部14、16生成的基准电压vrefp、vrefn的电压值，来对导通侧驱动部6的驱动电流ih、截止侧驱动部7的驱动电流il的大小进行变更，由此，对驱动部4的驱动能力进行变更。作为对生成的基准电压vrefp、vrefn的电压值进行切换的电压生成部14、16的具体结构，能够采用图3～图6所示那样的通常且简易的结构。因而，根据本实施方式，不导致电路规模的大幅增加就能够将驱动部4的驱动能力进行变更。

驱动能力变更部5按pwm周期的每1周期来变更驱动部4的驱动能力。理由如下。即，在开关调节器1中，驱动部4的驱动能力越小则损耗越大，驱动能力越多则损耗越小。即，若驱动能力变化，则开关调节器1的电力损耗变化。但是，如果如本实施方式那样按pwm周期的每1周期使驱动能力变更，则不会明确地表现出损耗的变动，开关调节器1的动作不会如以往那样较大地改变。

例如，在使驱动部4的驱动能力按照2个种类变化的情况下，驱动能力变更部5可以变更驱动能力，以使得驱动能力变更前的梯形波输出的通过速率与驱动能力变更后的梯形波输出的通过速率之差小于规定的阈值。该情况下，阈值可以设定为，使得由驱动能力变更前的梯形波输出的通过速率决定的频率、与由驱动能力变更后的梯形波输出的通过速率决定的频率之差的最小公倍数为规定的频率以上。

这样，通过对通过速率的变动幅度加以设计，能得到如下那样的效果。即，考虑如下情况：不对通过速率的变动幅度加以设计，例如，将通过速率按照2个种类进行了变更，从而梯形波输出的高次谐波成分被分散为f1、f2的频率。该情况下，包含频率f1、f2的整数倍的频率成分。这里，假设f1：f2＝1：1.1。这样，如图9所示，f1的11倍的频率和f2的10倍的频率成为同一频率。因而，按每个11×n(其中n为正整数)，噪声的峰值重叠，不再能得到其频率下的噪声降低效果。

另一方面，考虑以下情况：如上述那样对通过速率的变动幅度加以设计，并且将通过速率按照2个种类进行了变更，从而梯形波输出的高次谐波成分被分散为f1、f2的频率。该情况下，以使频率f1、f2的最小公倍数成为规定的频率以上的方式设定了通过速率的变动幅度，例如假设成为f1：f2＝1：1.07。这样，仅按每个107×n而噪声的峰值重叠。即，通过对通过速率的变动幅度加以上述设计，与不加以设计的情况相比，能够大幅降低噪声的峰值重叠的频度。

(第2实施方式)

以下，关于第2实施方式，参照图10及图11进行说明。

第1实施方式中，通过切换由电压生成部14、16生成的基准电压vrefp、vrefn的电压值，来变更了驱动电流ih、il的大小以及驱动部4的驱动能力。但是，从上述(2)式及(4)式也可明确到，驱动电流ih、il的大小不仅依赖于基准电压vrefp、vrefn而且还依赖于电阻r1、r2的电阻值。因此，本实施方式中，说明通过对电阻r1、r2的电阻值进行切换来变更驱动电流ih、il的大小的结构。

该情况下，电压生成部14、16生成具有一定的电压值的基准电压vrefp、vrefn。并且，电阻r1、r2被变更为图10所示那样的能够变更电阻值的可变电阻器。图10所示的可变电阻器31具备包含串联连接的多个电阻rc的电阻电路32、和使多个电阻rc的两端子间分别开闭的模拟开关swc。并且，sw电路选择部33根据对驱动能力进行指令的指令值，控制各模拟开关swc的开闭。

根据这样的结构，能够根据指令值来变更电阻r1、r2的电阻值。并且，该情况下，越是提高电阻r1、r2的电阻值则驱动电流ih、il越小，越是降低它们的电阻值则驱动电流ih、il越大。即，越是提高电阻r1的电阻值则on侧驱动能力越小，越是降低其电阻值则on侧驱动能力越大。此外，越是提高电阻r2的电阻值则off侧驱动能力越小，越是降低其电阻值则off侧驱动能力越大。

接着，对于本实施方式的作用及效果，参照图11进行说明。

该情况下，关于驱动能力的变更间隔及种类等，与第1实施方式相同。并且，该情况下，由于电阻r1的电阻值越低则on侧驱动能力越大，所以on侧驱动能力在电阻r1的电阻值为“大”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“小”时成为“大”。此外，由于电阻r2的电阻值越低则off侧驱动能力越大，所以off侧驱动能力在电阻r2的电阻值为“大”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“小”时成为“大”。

如图11所示，该情况下，在控制信号sb的上升的定时，电阻r1的电阻值被切换，从而on侧驱动能力切换。此外，在控制信号sb的下降的定时，电阻r2的电阻值被切换，从而off侧驱动能力切换。即，该情况下，也与第1实施方式同样，on侧驱动能力以及off侧驱动能力被切换。结果，梯形波输出的通过速率以与第1实施方式相同的形态变化。因而，根据本实施方式，也能得到与第1实施方式相同的效果。

(第3实施方式)

以下，对于第3实施方式，参照图12及图13进行说明。

第1实施方式中，通过切换由电压生成部14、16生成的基准电压vrefp、vrefn的电压值，来变更驱动电流ih、il的大小以及驱动部4的驱动能力。但是，从上述(2)式和(4)式也可明确到，驱动电流ih、il的大小不仅依赖于基准电压vrefp、vrefn而且还依赖于电流反射镜电路11、12的镜比(＝n)。因此，本实施方式中，说明通过对电流反射镜电路11、12的镜比进行切换来变更驱动电流ih、il的大小的结构。

该情况下，电压生成部14、16生成具有一定的电压值的基准电压vrefp、vrefn。并且，电流反射镜电路11、12变更为能够将其镜比变更的结构。作为能够将镜比变更的电流反射镜电路的具体结构，例如能够采用图12所示那样的结构。另外，图12成为与生成驱动电流il的电流反射镜电路12对应的结构，但关于生成驱动电流ih的电流反射镜电路11也能够采用相同的结构。

图12所示的电流反射镜电路41包括多个n沟道型mos晶体管td。该情况下，漏极连接于电阻r2的晶体管td(以下称为输入侧的晶体管td)的栅极与其下一级的晶体管td的栅极被直接连接。此外，输入侧的晶体管td的栅极与其他晶体管td的栅极之间分别经由模拟开关swd而连接。并且，sw电路选择部42根据对驱动能力进行指令的指令值，控制各模拟开关swd的开闭。

作为电流反射镜电路11、12，如果采用这样的结构，则能够根据指令值变更其镜比。并且，该情况下，越是减小电流反射镜电路11、12的镜比则驱动电流ih、il越小，越是增大它们的镜比则驱动电流ih、il越大。

即，越是减小电流反射镜电路11的镜比(以下也称为on侧电流反射镜比)则on侧驱动能力越小，越是增大其镜比则on侧驱动能力越大。此外，越是减小电流反射镜电路12的镜比(以下也称为off侧电流反射镜比)则off侧驱动能力越小，越是增大其镜比则off侧驱动能力越大。

接着，关于本实施方式的作用以及效果，参照图13进行说明。

该情况下，关于驱动能力的变更间隔及种类等，与第1实施方式相同。并且，该情况下，由于on侧电流反射镜比越大则on侧驱动能力越大，所以on侧驱动能力在on侧电流反射镜比为“小”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“大”时成为“大”。此外，由于off侧电流反射镜比越大则off侧驱动能力越大，所以off侧驱动能力在off侧电流反射镜比为“小”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“大”时成为“大”。

如图13所示，该情况下，在控制信号sb的上升的定时，on侧电流反射镜比被切换，从而on侧驱动能力切换。此外，在控制信号sb的下降的定时，off侧电流反射镜比被切换，从而off侧驱动能力切换。即，该情况下，也与第1实施方式同样，on侧驱动能力以及off侧驱动能力被切换。结果，梯形波输出的通过速率以与第1实施方式相同的形态变化。因而，根据本实施方式，也能得到与第1实施方式同样的效果。

进而，在本实施方式中，通过切换电流反射镜电路11、12的镜比来变更驱动能力。即，该情况下，在驱动电路3中，通过与出现梯形波输出的节点n1最近的部分的切换进行了驱动能力的变更，所以其响应性良好。

(第4实施方式)

以下，关于第4实施方式，参照图14及图15来说明。

图2所示的第1实施方式的驱动电路3的具体结构中，在导通侧驱动部6的输出级设置了电流反射镜电路11，并且在截止侧驱动部7的输出级设置了电流反射镜电路12，但是还能够变更为在导通侧驱动部6以及截止侧驱动部7的输出级设有单一的晶体管的结构。

作为施加了这样的变更的驱动电路的具体结构，例如能够采用图14所示那样的结构。图14所示的驱动电路51相对于图2所示的驱动电路3的不同点在于，取代电流反射镜电路11而具备作为p沟道型mos晶体管的晶体管t51，取代电流反射镜电路12而具备作为n沟道型mos晶体管的晶体管t52，取代电阻r1、r2而具备电阻r51、r52。

晶体管t51的源极经由电阻r51而与电源线lb连接，其漏极与节点n2连接。晶体管t51的栅极与op放大器13的输出端子连接。op放大器13的反相输入端子与晶体管t51的源极连接。

晶体管t52的源极经由电阻r52而与地线lg连接，其漏极与节点n2连接。晶体管t52的栅极与op放大器15的输出端子连接。op放大器15的反相输入端子与晶体管t52的源极连接。

另外，该情况下，在导通侧驱动部6，op放大器13作为开关sh发挥功能，并且晶体管t51及电阻r51作为电流生成电路8发挥功能。此外，在截止侧驱动部7，op放大器15作为开关sl发挥功能，并且晶体管t52及电阻r52作为电流生成电路9发挥功能。

在上述结构中，流过晶体管t51的电流即驱动电流ih的电流值如下述(5)式所示那样，由电池电压vb的值、基准电压vrefp的值以及电阻r51的电阻值r51决定。

ih＝(vb－vrefp)/r51…(5)

此外，在上述结构中，流过晶体管t52的电流即驱动电流il的电流值如下述(6)式所示那样，由基准电压vrefn的值以及电阻r52的电阻值r52决定。

il＝vrefn/r52…(6)

电流生成部14、16与第1实施方式同样，基于对驱动部4的驱动能力进行指令的指令值，切换输出的基准电压vrefp、vrefn的电压值。因而，作为本实施方式中的电压生成部14、16的具体结构，能够采用与第1实施方式同样的结构。

接着，关于本实施方式的作用以及效果，参照图15进行说明。

该情况下，关于驱动能力的变更间隔及种类等，与第1实施方式同样。并且，该情况下，由于基准电压vrefp的电压值越低则on侧驱动能力越大，所以on侧驱动能力在基准电压vrefp的电压值为v1时成为“小”，为v2时成为“中”，为v3时成为“大”。此外，由于基准电压vrefn的电压值越高则off侧驱动能力越大，所以off侧驱动能力在基准电压vrefn的电压值为v1成为“大”，为v2时成为“中”，为v3时成为“小”。

如图15所示，该情况下，在控制信号sb的上升的定时，基准电压vrefp的电压值被切换，从而on侧驱动能力切换。此外，在控制信号sb的下降的定时，基准电压vrefn的电压值被切换，从而off侧驱动能力切换。即，该情况下，也与第1实施方式同样，on侧驱动能力以及off侧驱动能力被切换。结果，梯形波输出的通过速率以与第1实施方式同样的形态变化。因而，根据本实施方式，也得到与第1实施方式同样的效果。

(第5实施方式)

以下，关于第5实施方式，参照图16进行说明。

第4实施方式中，通过切换由电压生成部14、16生成的基准电压vrefp、vrefn的电压值，来变更驱动电流ih、il的大小以及驱动部4的驱动能力。但是，如根据上述(5)式及(6)式也可明确的那样，驱动电流ih、il的大小不仅依赖于基准电压vrefp、vrefn而且还依赖于电阻r51、r52的电阻值。因此，本实施方式中，说明通过切换电阻r51、r52的电阻值来变更驱动电流ih、il的大小的结构。

该情况下，电压生成部14、16生成具有一定的电压值的基准电压vrefp、vrefn。并且，电阻r51、r52变更为图10所示那样的能变更电阻值的可变电阻器。根据这样的结构，能够基于指令值变更电阻r51、r52的电阻值。

该情况下，越是提高电阻r51、r52的电阻值则驱动电流ih、il越小，越是降低它们的电阻值则驱动电流ih、il越大。即，越是提高电阻r51的电阻值则on侧驱动能力越小，越是降低该电阻值则on侧驱动能力越大。此外，越是提高电阻r52的电阻值则off侧驱动能力越小，越是降低该电阻值则off侧驱动能力越大。

接着，关于本实施方式的作用以及效果，参照图16进行说明。

该情况下，关于驱动能力的变更间隔及种类等，与第1实施方式同样。并且，该情况下，电阻r51的电阻值越低则on侧驱动能力越大，所以on侧驱动能力在电阻r51的电阻值为“大”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“小”时成为“大”。此外，电阻r52的电阻值越低则off侧驱动能力越大，所以off侧驱动能力在电阻r52的电阻值为“大”时成为“小”，为“中”时成为“中”，为“小”时成为“大”。

如图16所示，该情况下，在控制信号sb的上升的定时，电阻r51的电阻值被切换，从而on侧驱动能力切换。此外，在控制信号sb的下降的定时，电阻r52的电阻值被切换，从而off侧驱动能力切换。即，该情况下，也与第1实施方式同样，on侧驱动能力以及off侧驱动能力被切换。结果，梯形波输出的通过速率以与第1实施方式同样的形态变化。因而，根据本实施方式，也得到与第1实施方式同样的效果。

(第6实施方式)

以下，关于第6实施方式，参照图17～图19进行说明。

如图17所示，在通过第1实施方式等说明过的开关调节器1中，当晶体管t1通断时，由于电路上的寄生电感成分等的影响而在梯形波输出中产生浪涌电压。并且，驱动部4的驱动能力越大，上述浪涌电压也越大。

当在梯形波输出的上升时产生的浪涌电压变大，则梯形波输出的电压值超过被施加该梯形波输出的电路元件(晶体管t1、二极管d1等)的耐压而上升，从而可能引起电路元件的故障。因此，本实施方式中，说明施以对这样的问题的对策的结构。

如图18所示，本实施方式的开关调节器61相对于图1所示的开关调节器1的不同点在于，取代驱动电路3而具备驱动电路62。驱动电路62相对于驱动电路3而言，还具备电压检测电路63，并且取代驱动能力变更部5而具备驱动能力变更部64。电压检测电路63检测节点n1的电压值即梯形波输出的电压值。电压检测电路63的电压值的检测结果被提供给驱动能力变更部64。

驱动能力变更部64与驱动能力变更部5同样，周期性地变更驱动部4的驱动能力。进而，驱动能力变更部64在梯形波输出的上升期间的规定的定时(以下称为中途切换定时)将驱动部4的驱动能力变更得小于该时点的驱动能力。具体而言，驱动能力变更部64在off侧驱动能力为“大”时的梯形波输出的上升期间的中途切换定时，将off侧驱动能力变更为“中”。

作为上述中途切换定时，设为在梯形波输出的上升期间中、梯形波输出的电压值达到规定的切换阈值的时点。该切换阈值可以设为比梯形波输出的最小值小且比最大值小的任意的值，而在本实施方式中，例如设定为最大值的80％左右的值。理由如下。

即，在本实施方式中作为问题的浪涌电压是梯形波达到最大值后产生的瞬变(ringing)，所以只要在梯形波输出达到最大值之前将驱动能力变更得较小即可。但是，如果将切换阈值设为与最大值相同程度的值，则有可能由于各电路的动作的响应性等从而来不及进行驱动能力的变更。考虑到这样的情况，在本实施方式中，将切换阈值设定为比最大值小一些的值(例如最大值的80％左右的值)。

接着，关于本实施方式的作用及效果，参照图19进行说明。

该情况下，关于周期性的驱动能力的变更间隔及种类等，与第1实施方式同样。因而，根据本实施方式，也能得到与第1实施方式同样的效果。但是，该情况下，如图19所示，伴随驱动能力的周期性变更，on侧驱动能力及off侧驱动能力成为“大”的期间tc的动作不同。

即，在期间tc，在梯形波输出的电压值达到了切换阈值的时点t1(中途切换定时)，驱动电流il从“大”切换为“中”，从而off侧驱动能力从“大”切换为“中”。由此，期间tc中的梯形波输出的上升时产生的浪涌电压被抑制为与期间tb中的浪涌电压相同程度(中)。然后，在达到控制信号sb的下降时点之前的规定的时点t2，驱动电流il从“中”切换为“大”，从而off侧驱动能力从“中”返回到“大”。

因而，根据本实施方式，能够与第1实施方式同样地，梯形波输出的上升及下降中包含的高次谐波成分被分散，能够将噪声的峰值抑制得较低，进而，还能够防止在梯形波输出的上升时产生的浪涌电压导致的电路元件的故障。

另外，作为除了电压检测电路63以外的驱动电路62的具体结构，能够采用图2所示那样的结构。该情况下，设为电压生成部14、16能够对基准电压vrefp、vrefn的电压值进行切换的结构，并且设为电流反射镜电路11、12能够将镜比变更的结构。作为能够将基准电压vrefp、vrefn的电压值切换的电压生成电路，能够采用图3～图6所示那样的结构。此外，作为能够将镜比变更的电流反射镜电路，能够采用图12所示那样的结构。

并且，该情况下，驱动能力变更部64通过基准电压vrefp、vrefn的切换来进行周期性的驱动能力的变更，通过镜比的切换来进行梯形波输出的上升期间的中途切换定时的驱动能力的变更。具体而言，驱动能力变更部64将基准电压vrefp、vrefn与第1实施方式同样地以3个电压值v1～v3来切换，从而周期性地将驱动能力变更为“小”、“中”及“大”3阶段。此外，驱动能力变更部64将镜比通常设定为“大”，将镜比仅在从中途切换定时到经过规定期间的期间设定为“中”，从而实现梯形波输出的上升期间中的驱动能力的变更(降低)。

梯形波输出的上升期间中的驱动能力的变更必须在浪涌电压产生前完成，所以要求高速响应。并且，在第3实施方式中，如上所述，电流反射镜电路11、12的镜比的切换导致的驱动能力的变更与其他变更方法相比其响应性快。因而，如上所述，通过镜比的切换来变更梯形波输出的上升期间中的驱动能力，从而其响应性加快，能够在浪涌电压产生前可靠地使驱动能力的变更完成。

(第7实施方式)

以下，关于第7实施方式，参照图20以及图21进行说明。

上述各实施方式中，说明了将本发明的信号输出电路应用于开关调节器1的例子，但本发明的信号输出电路能够应用于通过对输出晶体管的驱动进行控制而从该输出晶体管的主端子输出梯形波输出信号的全体结构。例如，本发明的信号输出电路能够应用于图20所示的电荷泵电路71、图21所示的马达驱动器系统81等。

如图20所示，电荷泵电路71是具备二极管d71、d72、电容器c71、c72的通常结构，将从直流电源72经由输入电源线li施加的输入电压vi升压并输出。电荷泵电路71的输出电压vo经由输出电源线lo被提供给负载73。

在输入电源线li以及输出电源线lo之间，二极管d71、d72将输入电源线li侧作为阳极而被串联连接。在输出电源线lo以及地线lg之间，连接有平滑用的电容器c72。在二极管d71、d72彼此的连接节点n71，连接有电容器c71的一个端子。

在电容器c71的另一个端子，被施加从在电源线lb以及地线lg之间串联连接的2个晶体管t71、t72彼此的连接节点n71输出的梯形波输出。晶体管t71是p沟道型的mos晶体管，晶体管t72是n沟道型的mos晶体管。该情况下，晶体管t71、t72相当于输出晶体管，它们的漏极相当于主端子。

晶体管t71、t72被相当于信号输出电路的驱动电路74驱动。驱动电路74具备对晶体管t71、t72分别进行恒流驱动的驱动部75、76、以及将驱动部75、76的驱动能力周期性地变更的驱动能力变更部77。

在上述结构中，通过驱动能力变更部77将驱动部75、76的驱动能力周期性地变更，从而施加到电容器c71的另一个端子的梯形波输出的通过速率周期性变化。因而，根据上述结构，也与第1实施方式同样，梯形波输出的上升及下降中包含的高次谐波成分被分散，噪声的峰值被抑制得较低。

图21所示的马达驱动器系统81例如用于主机逆变器及isg(integratedstartergenerator)，是驱动3相的马达m的系统。马达驱动器系统81具备在一对直流电源线l81、l82间以成为3相全桥的形态的方式连接的6个晶体管t81～t86、和对这些晶体管t81～t86进行驱动的驱动电路82。

该情况下，从晶体管t81、t82彼此的连接节点n81、晶体管t83、t84彼此的连接节点n82以及晶体管t85、t86彼此的连接节点n83输出的梯形波输出被提供给马达m。因而，晶体管t81～t86相当于输出晶体管，晶体管t81、t83、t85的源极以及晶体管t82、t84、t86的漏极相当于主端子。

驱动电路82具备对晶体管t81～t86分别进行恒流驱动的驱动部83～88、和将驱动部83～88的驱动能力周期性变更的驱动能力变更部89。上述结构中，通过驱动能力变更部89将驱动部83～88的驱动能力周期性变更，从而从连接节点n81、n82向马达m输出的梯形波输出的通过速率周期性变化。因而，根据上述结构，也与第1实施方式同样，梯形波输出的上升及下降中包含的高次谐波成分被分散，噪声的峰值被抑制得较低。

(其他实施方式)

另外，本发明不限于上述且附图中记载的各实施方式，能够在不脱离其主旨的范围内任意变形、组合或扩展。

上述各实施方式中，以pwm周期的1周期中的on侧驱动能力和off侧驱动能力相同的方式进行了驱动能力的变更，但也可以是以1周期中的on侧驱动能力和off侧驱动能力不同的方式进行驱动能力的变更。

驱动能力的变更也可以不按每1周期进行，例如可以按每多个周期进行。但是，该情况下，优选按损耗变动不明确呈现的程度的每周期进行驱动能力的变更。

驱动能力的变更模式不限于3种，也可以是2种，也可以是4种以上。

第6实施方式中，梯形波输出的上升期间中的驱动能力的变更通过镜比的切换来实施，但也可以不限于此，也可以利用上述各实施方式中说明的各种变更方法的任一种来实施。

本发明依照实施例进行了记载，但应理解的是本发明不限于该实施例及构造。本发明还包含各种各样的变形例及均等范围内的变形。此外，各种各样的组合及形态、进而在它们中包含仅一个要素、其以上或其以下的其他组合及形态也包含在本发明的范畴及思想范围中。