旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法与流程

本发明涉及兼具小型、高输出、低转矩脉动的特性的旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法。

背景技术：

作为与旋转电机相关的现有技术，存在转子铁心内部嵌入有永磁体的IPM(Interior Permanent Magnet：内置永磁体)电动机(例如，参照专利文献1)。该专利文献1中，能以活用磁阻转矩的方式进行通电来对IPM电动机进行驱动，以使得磁体转矩与磁阻转矩的合计转矩为最大。其结果是，实现了削减磁体量的电动机。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第6015350号公报

技术实现要素：

发明所要解决的问题

然而，在现有技术中存在如下问题。

专利文献1中，使电流相位角变化来驱动电动机，以使得从通电电流较少的低电流驱动时起到额定驱动时为止的合计转矩成为最大。

这种情况下，通常，成为转矩脉动的原因的定子磁动势高次谐波和转子磁动势高次谐波的相位根据电流相位角而发生较大变化。因此，在专利文献1那样的现有的电动机中，在从低电流驱动时起到额定驱动时为止的期间，将产生转矩脉动变大的驱动状态。

其结果是，即使能使电流相位角变化进行驱动以使得合计转矩为最大来设计出体积较小的电动机，最终与电流相位角相对应的转矩脉动的增加将成为限制，存在如下问题：无法实现转矩较大的电动机。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法，在活用IPM电动机的特征即磁阻转矩来减小电动机体积的基础上，还具有高输出、低转矩脉动的特性。

用于解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的旋转电机的控制装置构成为包括：旋转电机，该旋转电机具备电枢和转子；以及控制器，该控制器对旋转电机进行驱动控制，电枢具有：电枢铁心，该电枢铁心具备多个磁性的齿部；以及电枢绕组，该电枢绕组由卷绕于齿部、且收纳于齿部彼此间的槽的多相绕组组构成，转子具有在内部嵌入有永磁体的转子铁心，转子与电枢隔着磁空隙配置，且设为能以转轴为中心进行旋转，控制器能在使得用于抵消反电动势的弱磁电流增加的转速以下、以与通电电流恒定时转矩成为最大的电流相位角θ1不同的电流相位角θ对旋转电机进行驱动控制。

此外，本发明所涉及的旋转电机是利用本发明的旋转电机的控制装置中的控制器来进行驱动控制的旋转电机，电枢和转子具有如下构造：在额定时转矩成为最大的电流相位角与转矩脉动成为最小的电流相位角相一致。

并且，本发明所涉及的旋转电机的控制方法是利用本发明的旋转电机的控制装置中的控制器来执行的旋转电机的控制方法，并具有第1控制步骤，即：在使得用于抵消反电动势的弱磁电流增加的转速以下、以与通电电流恒定时转矩成为最大的电流相位角θ1不同的电流相位角θ对旋转电机进行驱动控制。

发明效果

根据本发明，活用IPM电动机的特征即磁阻转矩来使电动机体积变小，并在额定时以外的驱动中使电流相位角与合计转矩成为最大的角度错开，由此，具备如下结构：即使电流相位角发生变化，也能抑制转矩脉动的增加。其结果是，在活用IPM电动机的特征即磁阻转矩来减小电动机体积的基础上，还能得到具有高输出、低转矩脉动的特性的旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法。

附图说明

图1是本发明实施方式1的V字IPM电动机的横向剖视图。

图2是从轴向观察本发明实施方式1中的V字IPM的转子而得到的透视图。

图3是从轴向观察用于与之前的图2的配置进行对比说明的V字IPM的转子而得到的透视图。

图4是示出本发明实施方式1中、额定时与1/2额定时的实测转矩脉动48阶分量与电流相位角之间的关系的图。

图5是示出本发明实施方式1中、额定时与1/2额定时的实测转矩与电流相位角之间的关系的图。

图6是本发明实施方式1中的旋转电机的控制装置的结构图。

具体实施方式

以下，基于附图，对本发明的旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法的优选实施方式进行说明。此外，图中，相同标号表示相同或对应部分。

实施方式1.

本实施方式1中，以旋转电机为多重多相绕组永磁体电动机的情况为例来进行说明。更详细而言，以多重多相绕组交流旋转电机为对象来进行具体的说明，该多重多相绕组交流旋转电机具备多重化和多相化后的电枢绕组，且各绕组构成为在励磁极与电枢相对的间隙处共用磁路。

另外，作为一个示例，上述多重多相绕组永磁体电动机可以适用于电动助力转向装置。

图1是本发明实施方式1的V字IPM电动机的横向剖视图。另外，横向剖视图相当于与后述的电动机的转轴17的方向垂直的截面。

相当于本实施方式1中的旋转电机的多重多相绕组永磁体电动机构成为包括电枢3与转子5。电枢3具有电枢铁心9与电枢绕组13，上述电枢铁心9具备多个磁性的齿部7，上述电枢绕组13由卷绕于齿部7、且收纳于齿部7彼此间的槽11的多重的多相绕组组构成。

在以旋转中心为垂线的平面即图1中，在电枢铁心9的中央有大致圆形的孔，转子5配置于该孔。此外，多个齿部7的前端位于1个圆周上。

即，转子5隔着与电枢3之间的磁空隙15配置在电枢3的周向内侧，且设为能以转轴17为中心进行旋转。在本实施方式1中，形成有该磁空隙15的区域相当于未配置转子5的孔的部分，是中空的空间。

转子5的内部嵌入有永磁体21。虽然将在后文中进行更为详细的说明，但转子铁心5a具有2段以上的段扭斜(step-skew)构造，段扭斜构造的各段排列在转轴方向上(转轴延伸的方向，即、旋转中心延伸的方向)。此外，当沿着转轴方向观察时，不同的段上、极性不同的磁体彼此配置为在周向上不重叠。

以下，对上述结构进行更为详细的说明。电枢3包括第1电枢绕组、第2电枢绕组和电枢铁心9。电枢铁心9包括由电磁钢板等磁性体构成的环状的铁心背部9a、以及从铁心背部9a向周向内侧延伸的齿部7。虽然省略了图示，但在电枢绕组与电枢铁心9之间插入有绝缘纸等，以确保电绝缘。

作为一个示例，图1所示的本实施方式1中的电枢铁心9形成为总共具有48个齿部7。因此，槽11也有48个。此外，图1的示例中，1个槽11中各收纳有4根电枢绕组的线圈。

第1电枢绕组由U1相、V1相、W1相这三相构成，第2电枢绕组由U2相、V2相、W2相这三相构成。电枢绕组的配置中，从第1个的槽起依次为U1、U2、W1、W2、V1、V2，第7个槽以后也以U1、U2、W1、W2、V1、V2的顺序进行配置，到第48个槽为止按照同样的顺序进行配置。

然而，例如，电枢绕组配置成使第1个槽的U1与第7个槽的U1的电流方向互相相反。即，成为从第1个槽卷绕至第7个槽的分布卷绕的结构，电枢绕组跨过总共6个齿部。上述分布卷绕的结构相当于电气角180度，短节距绕组系数为1。

并且，电枢绕组以彼此电气角相差30度的相位差被驱动。因此，分布绕组系数为1，其结果是绕组系数为1，因此，得到小型且高转矩的电动机。即，具有如下效果：与绕组系数较小的电动机相比，永磁体的使用量较少，能实现低成本化。

针对1极分配2个永磁体21，在各磁极中，2个永磁体21排列成V字形。图1所示的示例中，总计嵌入有16个永磁体21，构成为8极的转子5。另外，作为一个示例，永磁体21可以使用各向异性磁体。

转子铁心5a形成有8个磁体收纳孔23。即，对1极分配1个磁体收纳孔23。图1所例示的磁体收纳孔23分别由一对矩形部23a、一对磁通壁垒部23b和1个中心部23c构成。

对于同极，一对矩形部23a以越是位于径向内侧的部分、周向的间隔越是变窄的方式延伸。这一对矩形部23a分别配置有对应的永磁体21。1个中心部23c位于一对矩形部23a的径向内侧的端部间。

一对磁通壁垒部23b分别位于对应的矩形部23a的径向外侧的端部的更靠径向外侧的位置。即，磁通壁垒部23b位于对应的矩形部23a的径向外侧的端部与转子铁心5a的外周面5b之间。

在图1中，转子铁心5a的外形为花轮形状，其局部具有相对于旋转中心比正圆的半径要小的半径。将转子铁心5a设为花轮形状，由此能降低转矩脉动，可得到转矩脉动较小的电动机。

转子铁心5a通过在转轴方向上层叠由多个电磁钢板等多个磁性体构成的薄板状构件来构成。

本实施方式1中的转子铁心5a具有2段扭斜构造。2段扭斜构造是在转轴方向上对各段的形状相同的转子铁心的段部分进行2段层叠后而得到的形态。例如，在对转子铁心5a实施了机械角3.75度附近的2段扭斜的情况下，能够减小齿槽转矩脉动的电气角12阶分量。其结果是，具有如下优点：能得到齿槽转矩脉动较小的电动机，能提高驾驶员的转向感受。

转子铁心5a的磁极部分之间通过桥接部25相连接。更详细而言，相邻的磁极的磁通壁垒部23b之间存在转子铁心5a的一部分、即桥接部25。漏磁通经由该桥接部25在转子铁心5a内流动。原本使从转子5的磁极经由空隙流入电枢3的产生转矩的磁通因该漏磁通而减少。

若与相邻的一对磁通壁垒部23b的周向距离相当的桥接部宽度较厚，则漏磁通增大，电动机的转矩减少。因此，桥接部宽度较厚的构造不适合于高输出电动机。

另一方面，若使桥接部宽度变细，则能减少漏磁通。然而，为了使桥接部宽度变窄，冲压加工时的难易度将上升，生产性将下降。

通常，在冲压加工中，若不确保转子铁心5a的板厚程度的冲压宽度，则冲压部分附近的板厚会因冲压加工时的凹陷而变薄。若板厚变薄，则无法利用桥接部进行充分的保持，桥接部会产生变形。其结果是，桥接部分的形状变得不稳定，进而引起转矩脉动的增大，将造成如下影响：驾驶员的转向感受变差。

因此，本实施方式1中，通过将桥接部宽度设为转子铁心的板厚程度，从而设为兼顾电动机的高输出化与低转矩脉动的结构。

此外，图2是从轴向观察本发明实施方式1中的V字IPM的转子而得到的透视图。图2所示的转子采用如下结构：在不同的段彼此中，不同极性的永磁体21彼此不重叠。

即，在图2中，当沿转轴方向观察时，相对地由上段的实线所示的第1极的永磁体21、与相对地由下段的虚线所示的第2极的永磁体21配置为在周向上不重叠。

另一方面，图3是从轴向观察用于与之前的图2的配置进行对比说明的V字IPM的转子而得到的透视图。该图3中，示出了作为对比说明例的转子105。该转子105中，为了降低转矩脉动，如图3所示，在不同的段彼此中采用不同极性的磁体互相重叠的结构，设为各段中的转矩脉动彼此被抵消的角度。

即，图3中，当沿着转轴117的方向进行观察时，不同段彼此的不同极性的永磁体在周向上互相重叠，其结果是，产生了重叠区域31。

本实施方式1中的2重三相绕组的永磁体电动机中，使第1电枢绕组与第2电枢绕组的通电相位错开30度，由此，抵消了电气角1周期中6峰值的转矩脉动。

因此，无需为了抵消6峰值的转矩脉动而在机械角7.5度(将电气角30度除以极对数4后得到的值)附近采用较大的段扭斜角。其结果是，为了减少第二主要的12峰值的转矩脉动，可以在3.75度附近采用更小的段扭斜角。

由此，能将段扭斜彼此的机械角设为更小的值，由此，比较容易设为如下结构：不同段彼此的不同极性的磁体互相不重叠。

图3所示的说明例的电动机中，在采用机械角7.5度附近的段扭斜角的基础上，为了不产生重叠区域31，必须使磁极的宽度变小。其结果是，磁体量减少，转矩降低，成为不适合高输出电动机的结构。

图4是示出本发明实施方式1中、额定时与1/2额定时的实测转矩脉动48阶分量与电流相位角之间的关系的图。即，该图4示出了使电流相位角在0～80度的范围内变化的情况下的、额定时与1/2额定时的转矩脉动48阶分量的实测值的变化。

另外，1/2额定时意味着通电电流为额定值的一半的情况，额定时意味着通电电流为额定值的情况。此外，转矩脉动值由将额定时的最大值设为1而得到的值来表示。如图4所示，可知在1/2额定时、额定时，转矩脉动值均在电流相位角13度附近成为最小。

另一方面，图5是示出本发明实施方式1中、额定时与1/2额定时的实测转矩与电流相位角之间的关系的图。即，该图5示出了使电流相位角在0～80度的范围内变化的情况下的、额定时与1/2额定时的转矩的实测值的变化。

另外，转矩值由将额定时的最大值设为1而得到的值来表示。例如，1/2额定时，在电流相位角7度成为最大0.5147的转矩值，在电流相位角13度成为0.5054的转矩值，在额定时，在电流相位角13度成为最大1.000的转矩值。

额定时，当电流相位角为13度时，转矩为最大，且转矩脉动为最小。与此相对，在1/2额定时，，在转矩为最大的电流相位角7度，转矩脉动与13度时相比发生恶化。因此，例如，在1/2额定时将电流相位角设为13度，由此，与将电流相位角设为7度时相比，更能使转矩脉动降低。

与将电流相位角设为7度时相比，将电流相位角设为13度时的转矩更为下降，但其下降量仅为1.8％左右。因此，仅使电流值增加1.8％左右，就能防止转矩下降。

此外，即使在将电流相位角设为13度的情况下，与将电流相位角设为0度时相比转矩也变大，不会损害IPM的特征、即磁阻转矩活用。

即，在1/2额定时，将电流相位角与转矩成为最大的电流相位角度错开，由此，能实现兼顾基于IPM的磁阻转矩活用的电动机体积的小型化、以及转矩脉动的降低。

换言之，设计电动机，以使得在额定时转矩成为最大的电流相位角与转矩脉动成为最小的电流相位角相一致，由此，能在额定时实现电动机的最大转矩。另一方面，在额定时以外，以转矩脉动成为最小的电流相位角进行通电。该情况下，通电电流有余量，因此，能通过使电流值增加数％，从而共同抑制转矩下降与转矩脉动增加，能得到现有技术所无法实现的显著效果。

转矩脉动因定子磁动势高次谐波、转子磁动势高次谐波、定子的槽高次谐波等而产生。因此，在基本波与高次谐波的绕组系数较高的电动机(绕组系数＝分布绕组系数×短节距绕组系数)中，难以兼顾高转矩与低转矩脉动。

例如，在8极48槽的电动机中为分布绕组，因此短节距绕组系数较大，此外，在8极12槽的电动机中为集中绕组，因此分布绕组系数较高。与此相对，不论是分布绕组还是集中绕组，在应用了IPM的情况下，通过采用本实施方式1所涉及的驱动方法，从而能实现转矩较大、转矩脉动较小的电动机。

接着，对上述旋转电机的驱动控制方法进行说明。图6是本发明实施方式1中的旋转电机的控制装置的结构图。本实施方式1中所说明的旋转电机由图6所示的驱动控制器50来进行驱动控制。

图6所示的旋转电机60构成为包括之前的图1、图2中所说明的电枢3及转子5。即，电枢3具有电枢铁心9与电枢绕组13，上述电枢铁心9具备多个磁性的齿部7，上述电枢绕组13由卷绕于齿部7、且收纳于齿部7彼此间的槽11的多相绕组组构成。

此外，转子5具有在内部嵌入有永磁体21的转子铁心5a，转子5与电枢3隔着磁空隙15配置，且设为能以转轴17为中心进行旋转。

如上所述，具备上述结构的旋转电机60设计成使得在额定时转矩成为最大的电流相位角与转矩脉动成为最小的电流相位角相一致。然后，利用驱动控制器50，如下述那样对旋转电机60进行驱动控制。

在额定时，驱动控制器50以得到旋转电机60的最大转矩的电流相位角进行驱动控制，从而能将转矩脉动设为最小。另一方面，在额定时以外，驱动控制器50以转矩脉动成为最小那样的电流相位角进行通电，以对旋转电机60进行驱动控制。在额定时以外进行驱动控制时，通电电流有余量。因此，驱动控制器50通过实施使电流值增加数％的驱动控制，从而能共同抑制转矩下降与转矩脉动增加。

具体而言，驱动控制器50能在使得用于抵消反电动势的弱磁电流增加的转速以下、以与通电电流恒定时转矩成为最大的电流相位角θ1不同的电流相位角θ对旋转电机60进行驱动控制。其结果是，能实现兼具小型、高输出、低转矩脉动的特性的旋转电机的驱动控制。

换言之，在通电电流为最大的额定时以外，驱动控制器50将电流相位角θ设定为与上述θ1不同、且能使转矩脉动进一步降低的值，来实施驱动控制。

其结果是，在额定时，电流没有余量，因此能通过以转矩最大的相位角进行通电，从而将电动机体积设为最小。另一方面，在额定时以外，通电电流有余量，因此，即使勉强以转矩脉动最小的电流相位角进行通电，也能通过使通电电流增加，来实现转矩的恢复。

另外，电流控制器50在转矩比电流相位角为零时的转矩要大的范围内对额定时以外的驱动控制时的电流相位角θ进行控制。其结果是，电流相位角并不为零，能在IPM中活用磁阻转矩。

此外，如之前的图4、图5中所说明的那样，驱动控制器50可以将额定时以外的驱动控制时使用的电流相位角θ设为比θ1要大的值。

控制对象即旋转电机60可以设为分布绕组。作为该情况下的旋转电机60，可以使用基本波与高次谐波的短节距绕组系数相同的旋转电机。

此外，旋转电机60可以设为集中绕组。作为该情况下的旋转电机60，可以使用基本波与高次谐波的分布绕组系数相同的旋转电机。

如上所述，根据实施方式1，活用IPM电动机的特征即磁阻转矩来使电动机体积变小，并在额定时以外的驱动中使电流相位角与合计转矩成为最大的角度错开，由此，具备如下结构：即使电流相位角发生变化，也能抑制转矩脉动的增加。

其结果是，在活用IPM电动机的特征即磁阻转矩来减小电动机体积的基础上，还能实现具有高输出、低转矩脉动的特性的旋转电机的控制装置、旋转电机及旋转电机的控制方法。

标号说明

3电枢，

5转子，

5a转子铁心，

7齿部，

9电枢铁心，

11槽，

13电枢绕组，

15磁空隙，

17转轴，

21永磁体，

25桥接部，

50驱动控制器，

60旋转电机。