内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器的制作方法

本发明所涉及的内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器，属于电力电子变换技术。

背景技术：

逆变器是应用功率半导体器件将一种不稳定、劣质的直流电能变换成稳定、优质的交流电能的静止变流装置，供交流负载使用或实现交流并网。输出交流负载或交流电网与输入直流电源间有低频电气隔离(包括无电气隔离)或高频电气隔离的逆变器，分别称为低频环节、高频环节逆变器。电气隔离元件在逆变器中主要起到了如下作用：(1)实现了逆变器输出与输入之间的电气隔离，提高了逆变器运行的安全可靠性和电磁兼容性；(2)实现了逆变器输出电压与输入电压之间的匹配，即实现了逆变器输出电压高于、等于或低于输入电压的技术效果，其应用范围得到了大大拓宽；(3)当变压器或储能式变压器的工作频率在20kHz以上时,其体积、重量大大降低了,音频噪音也消除了。因此，在以直流发电机、蓄电池、光伏电池和燃料电池等为主直流电源的二次电能变换场合，逆变器具有重要的应用价值。

太阳能、风能、潮汐能和地热能等新能源(也称为绿色能源)，具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点,因而具有广泛的应用前景。由于石油、煤和天然气等传统化石能源(不可再生的能源)日益紧张、环境污染严重、导致全球变暖以及核能的生产又会产生核废料和污染环境等原因，新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。新能源发电主要有光伏、风力、燃料电池、水力、地热等类型，均存在电力供应不稳定、不连续、随气候条件变化等缺陷，因此需要采用多种新能源联合供电的分布式供电系统。

传统的新能源分布式供电系统，如图1、2所示。该系统通常是采用多个单输入直流变换器将光伏电池、燃料电池、风力发电机等不需能量存储的新能源发电设备分别通过一个单向直流变换器进行电能变换且在输出端并联或串联后连接到公共的逆变器的直流母线上，旨在确保各种新能源联合供电并且能够协调工作。该分布式发电系统实现了多个输入源同时向负载供电和能源的优先利用，提高了系统的稳定性和灵活性，但存在两级功率变换、功率密度低、变换效率低、成本高等缺陷，其实用性受到了很大程度的限制。

为了简化电路结构和减少功率变换级数，需要用图3所示具有单级电路结构的新型多输入逆变器取代图1、2所示具有直流变换器与逆变器两级级联电路结构的传统多输入逆变器构成新型的单级新能源分布式供电系统。单级多输入逆变器允许多种新能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大。新型的单级新能源分布式供电系统具有电路结构简洁、单级功率变换、一个高频开关周期内多个输入源同时或分时向负载供电、成本低等优点。

因此，积极寻求一类允许多种新能源联合供电的单级多输入逆变器及其新能源分布式供电系统已迫在眉睫，对于提高系统的稳定性和灵活性，实现新能源的优先利用或充分利用将具有十分重要的意义。

技术实现要素：

本发明目的是要提供一种具有多种新能源联合供电、输入直流电源共地、多输入单输出高频逆变电路内置并联分时选择开关、输出与输入之间电气隔离、多个输入电源一个开关周期内分时供电、电路拓扑简洁、共用输出隔离储能变压周波变换滤波电路、单级功率变换、变换效率高、负载短路时可靠性高、输出容量小、应用前景广泛等特点的内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器。

本发明的技术方案在于：一种内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器，是由一个多输入单输出高频逆变电路将多个共地的输入滤波器和一个共用的输出隔离储能变压周波变换滤波电路联接构成，多输入单输出高频逆变电路的每个输入端与每个输入滤波器的输出端一一对应联接，多输入单输出高频逆变电路的输出端与所述输出隔离储能变压周波变换滤波电路的储能式变压器输入端相联接，所述的多输入单输出高频逆变电路由多个内置并联分时选择四象限功率开关的双向功率流单输入单输出高频逆变电路构成，在任意时刻相当于一个双向功率流单输入单输出高频逆变电路，所述的输出隔离储能变压周波变换滤波电路由储能式变压器、周波变换器、输出滤波器依序级联构成，所述的周波变换器由能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成。

本发明是将传统多种新能源联合供电系统的直流变换器与逆变器两级级联而成的多输入逆变器电路结构，构建为新型内置并联分时选择开关的单级多输入逆变器电路结构，提出了内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路结构与拓扑族及其能量管理控制策略，即该电路结构是通过提供一种内置并联分时选择四象限功率开关的多输入单输出高频逆变电路将多个共地的输入滤波器和一个共用的输出隔离储能变压周波变换滤波电路联接而成。

本发明的内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器，能够将多个共地、不稳定的输入直流电压逆变成一个负载所需的稳定优质的输出交流电，具有多输入直流电源共地、多输入单输出高频逆变电路之间未隔离、输出与输入电气隔离、多输入电源一个开关周期内分时供电、电路拓扑简洁、共用输出隔离储能变压周波变换滤波电路、单级功率变换、变换效率高、输入电压变化范围宽、负载短路时可靠性高、输出容量小、应用前景广泛等特点。内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器的综合性能，将比传统的直流变换器与逆变器两级级联而成的多输入逆变器优越。

附图说明

图1，传统的多个单向直流变换器输出端并联的两级式新能源分布式供电系统。

图2，传统的多个单向直流变换器输出端串联的两级式新能源分布式供电系统。

图3，新型的单级多输入逆变器原理框图。

图4，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器原理框图。

图5，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路结构图。

图6，具有四种工作模式选择的输出电压瞬时值SPWM控制单管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器稳态原理波形图。

图7，具有四种工作模式选择的输出电压瞬时值SPWM控制多管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器稳态原理波形图。

图8，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑实例一----单管式电路原理图。

图9，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑实例二----推挽式电路原理图。

图10，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑实例三----推挽正激式电路原理图。

图11，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑实例四----半桥式电路原理图。

图12，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑实例五----全桥式电路原理图。

图13，单管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器具有四种工作模式选择的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制框图。

图14，单管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器具有四种工作模式选择的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制原理波形图。

图15，多管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器具有四种工作模式选择的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制框图。

图16，多管式内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器具有四种工作模式选择的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制原理波形图。

图17，具有输出端并接单级隔离双向充放电变换器的内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入独立供电系统。

图18，具有单级隔离双向充放电变换器输出电压独立控制环路的最大功率输出能量管理控制策略。

图19，独立供电系统的输出电压uo、输出电流iLf和输出滤波电感iLf′波形。

具体实施方式

下面结合说明书附图及实施例对本发明的技术方案做进一步描述。

内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器，是由一个多输入单输出高频逆变电路将多个共地的输入滤波器和一个共用的输出隔离储能变压周波变换滤波电路联接构成，多输入单输出高频逆变电路的每个输入端与每个输入滤波器的输出端一一对应联接，多输入单输出高频逆变电路的输出端与所述输出隔离储能变压周波变换滤波电路的储能式变压器输入端相联接，所述的多输入单输出高频逆变电路由多个内置并联分时选择四象限功率开关的双向功率流单输入单输出高频逆变电路构成，在任意时刻相当于一个双向功率流单输入单输出高频逆变电路，所述的输出隔离储能变压周波变换滤波电路由储能式变压器、周波变换器、输出滤波器依序级联构成，所述的周波变换器由能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成。

内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器的原理框图、电路结构、具有四种工作模式选择的输出电压瞬时值SPWM控制单管式和多管式逆变器稳态原理波形，分别如图4、5、6、7所示。图4、5、6、7中，Ui1、Ui2、…、Uin为n路输入直流电压源(n为大于1的自然数)，ZL为单相输出交流负载(包括单相交流无源负载和单相交流电网负载)，uo、io分别为单相输出交流电压和交流电流。n输入单输出高频逆变电路是由多个内置并联分时选择四象限功率开关的双向功率流单输入单输出高频逆变电路构成；n输入单输出高频逆变电路是由多个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关以及一个或多个能承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关实现，或仅仅由多个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关实现，可选用MOSFET、IGBT、GTR等功率器件；输出隔离储能变压周波变换滤波电路由储能式变压器、周波变换器、输出滤波器依序级联构成，其中周波变换器是由一个或两个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关实现，限于篇幅图中仅画出了适用于无源交流负载的输出电容滤波器的电路图，而未画出适用于交流电网负载的输出电容电感滤波器的电路图；n路输入滤波器为LC滤波器(含添加虚框的滤波电感Li1、Li2、…、Lin)或电容滤波器(不含添加虚框的滤波电感Li1、Li2、…、Lin)，采用LC滤波器时n路输入直流电流会更平滑。n输入单输出高频逆变电路将n路输入直流电压源Ui1、Ui2、…、Uin调制成幅值按正弦包络线分布的单极性三态多斜率SPWM电流波iN1(iN11+iN12)，经储能式变压器T隔离和周波变换器解调成幅值按正弦包络线分布的单极性三态单斜率SPWM电流波iN2(iN2++iN2-)，经输出滤波电容后在单相交流无源负载或单相交流电网上获得高质量的正弦交流电压uo或正弦交流电流io，n输入单输出高频逆变电路的n个输入脉冲电流经输入滤波器Li1-Ci1、Li2-Ci2、…、Lin-Cin或Ci1、Ci2、…、Cin后在n路输入直流电源Ui1、Ui2、…、Uin中获得平滑的输入直流电流Ii1、Ii2、…、Iin。需要补充说明的是，双极性两态多电平SPWM电压波uAB或uA′B′的幅值为±(Ui1、Ui2、…、Uin)和±uoN1/N2(单管式、推挽正激式、全桥式电路)、±2(Ui1、Ui2、…、Uin)和±2uoN1/N2(推挽式电路)、±1/2(Ui1、Ui2、…、Uin)和±uoN1/N2(半桥式电路)，单极性三态多电平SPWM电流波iN1(iN11+iN12)的上升斜率分别为Ui1/L1、Ui2/L1、…、Uin/L1(单管式、推挽式、推挽正激式、全桥式电路)或Ui1/(2L1)、Ui2/(2L1)、…、Uin/(2L1)(半桥式电路)，单极性三态单电平SPWM电流波iN2(iN2++iN2-)的下升斜率为-uo/L2，其中L1、L2分别为储能式变压器原、副边绕组的电感。

内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器属于升降压型逆变器，n个输入源对负载并联分时供电。这种逆变器的原理相当于多个反激型单输入逆变器在输入端电流的叠加,即输出电压uo与输入直流电压(Ui1、Ui2、…、Uin)、储能式变压器匝比(N2/N1)、占空比(d1、d2、…、dn)之间的关系为uo＝(d1Ui1+d2Ui2+…+dnUin)N2/[N1(1-d1-d2-…-dn)]。对于适当的占空比(d1、d2、…、dn)和储能式变压器匝比(N2/N1)，uo可以大于、等于或小于输入直流电压之和Ui1+Ui2+…+Uin，该逆变器中的储能式变压器不但起到了提高逆变器运行的安全可靠性和电磁兼容性，更重要的是起到了匹配输出电压与输入电压的作用，即实现了逆变器的输出电压高于、等于或低于输入直流电压之和Ui1+Ui2+…+Uin的技术效果，其应用范围得到了大大拓宽。当0.5＜d1+d2+…+dn＜1或0＜d1+d2+…+dn＜0.5时，分别存在uo＞(Ui1+Ui2+…+Uin)N2/N1或uo＜(Ui1+Ui2+…+Uin)N2/N1,即输出电压uo高于或低于输入直流电压(Ui1、Ui2、…、Uin)与储能式变压器匝比(N2/N1)的乘积之和(Ui1+Ui2+…+Uin)N2/N1；由于所述逆变器属于单级电路结构，输出与输入存在储能式变压器隔离，多路并联分时选择四象限功率开关位于高频逆变电路之内，故将这类逆变器称为内置并联分时选择开关隔离反激型(升降压型)单级多输入逆变器。储能式变压器存在高频磁复位和低频磁复位两种工作方式，前者是储能式变压器在一个高频开关周期内实现磁通复位，因功率不可反向流动而工作在DCM模式和采用恒频SPWM控制策略，无音频噪音，属于高频环节逆变器；后者是储能式变压器在一个输出低频周期内实现磁通复位，工作在CCM模式和采用恒频SPWM控制策略，有音频噪音，不属于高频环节逆变器。该逆变器的n个输入源在一个高频开关周期内只能分时对输出交流负载供电，占空比可以相同(d1＝d2＝…＝dn)，也可以不同(d1≠d2≠…≠dn)。

本发明所述的内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器，由于共用一个多输入单输出高频逆变电路和一个输出隔离储能变压周波变换滤波电路，与直流变换器和逆变器两级级联构成的传统多输入逆变器的电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述逆变器具有新颖性和创造性，并且具有输出与输入电气隔离、多输入电源分时供电、电路拓扑简洁、单级功率变换、升降压比大、输入电压变化范围宽、输入电压配制灵活、变换效率高(意味着能量损耗小)、负载短路时可靠性高、输出容量小、成本低、应用前景广泛等特点，是一种理想的节能降耗型单级多输入逆变器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天，更具有重要价值。

内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器电路拓扑族实施例，如图8、9、10、11、12所示。图8所示单管式电路是由n+2个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关来实现，图9所示推挽式电路是由2n+1个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关来实现，图10、11所示推挽正激式、半桥式电路均是由2n+1个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关和1个能承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关来实现，图12所示全桥式电路是由2n+1个能承受双向电压应力、双向电流应力的四象限高频功率开关和2个能承受单向电压应力、双向电流应力的两象限高频功率开关来实现。需要补充说明的是，图8所示单管式电路中周波变换器的两个四象限高频功率开关是按照每个四象限高频功率开关拆成两个两象限高频功率开关来画，图9-12所示推挽式、推挽正激式、半桥式、全桥式电路中周波变换器的一个四象限高频功率开关也是拆成两个两象限高频功率开关来画，在原理上是完全相同的；图8所示单管式电路的储能式变压器设置了两个副边绕组，每个副边绕组分别工作半个输出电压周期，当输出滤波电容Cf和负载阻抗ZL的并联等效阻抗为纯阻性时功率开关S32、S42可用二极管来取代；图8-12所示电路给出了输入滤波器为LC滤波器情形(图11所示半桥式电路的输入滤波电容为两个桥臂电容C1、C2)，限于篇幅未给出输入滤波器为电容滤波器情形时的电路；图10-12所示电路不必全部采用四象限高频功率开关，省去了1个或2个两象限高频功率开关；图10所示推挽正激式电路和图11所示半桥式电路仅适用于n个输入电源电压基本相等的情形；图8-12所示电路仅画出了适用于无源交流负载的输出电容滤波器的电路图，而未画出适用于交流电网负载的输出电容电感滤波器的电路图。内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器拓扑实施例的功率开关电压应力，如表1所示。表1中，Uimax＝max(Ui1，Ui2，…，Uin)，Uo为输出正弦电压uo的有效值。对于图8所示单管式电路拓扑，功率开关S10、S20、…、Sn0的电压应力分别为功率开关S31、S41的电压应力均为功率开关S32、S42的电压应力均为单管式、推挽式、推挽正激式电路适用于小功率低压输入逆变场合，半桥式、全桥式电路适用于小功率高压输入逆变场合。该电路拓扑族适用于将多个共地、不稳定的输入直流电压变换成一个所需电压大小、稳定优质的输出交流电，可用来实现具有优良性能和广泛应用前景的新型单级多种新能源分布式供电系统，如光伏电池40-60VDC/220V50HzAC or 115V400HzAC、质子交换膜燃料电池85-120V/220V50HzAC or 115V400HzAC、中小型户用风力发电24-36-48VDC/220V50HzAC or 115V400HzAC、大型风力发电510VDC/220V50HzAC or 115V400HzAC等多输入源对交流负载或交流电网供电。

表1内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器四种拓扑实施例的功率开关电压应力

能量管理控制策略对于多种新能源联合供电系统来说是至关重要的。由于存在多个输入源及相应的功率开关单元，因此需要对多个占空比进行控制，也就是存在多个控制自由度，这就为多种新能源的能量管理提供了可能性。内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器的能量管理控制策略，需同时具备输入源的能量管理、光伏电池和风力发电机等新能源发电设备的MPPT、输出电压(电流)控制三大功能，有时还需考虑蓄电池的充放电控制和系统在不同供电模式下的平滑无缝切换。内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器采用两种不同的能量管理模式：(1)能量管理模式I--主从功率分配方式，已知负载所需功率尽可能由主供电设备第1、2、…、n-1路输入源提供，给定第1、2、…、n-1路输入源的输入电流，相当于给定第1、2、…、n-1路输入源的输入功率，负载所需的不足功率由从供电设备第n路输入源提供，可以不需添加蓄电池储能设备；(2)能量管理模式Ⅱ—最大功率输出方式，第1、2、…、n路输入源均以最大功率输出到负载，省去了蓄电池储能设备，实现了并网发电系统对能源充分利用的要求，若在输出端并接一个蓄电池充放电器还可实现独立供电系统输出电压(电流)的稳定。当n路新能源的输入电压均给定时，通过控制第1、2、…、n路输入源的输入电流，就相当于控制了第1、2、…、n路输入源的输入功率。

以储能式变压器在一个输出低频周期内实现磁通复位、工作在CCM模式和采用恒频SPWM控制策略为例，论述这类逆变器的能量管理控制策略。内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器采用具有四种工作模式选择的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制策略，以构成独立供电系统；或采用具有四种工作模式选择的输入电流瞬时值SPWM最大功率输出能量管理控制策略，以构成并网发电系统。第1、2、…、n-1路输入源输出功率固定和第n路输入源补充负载所需的不足功率的输出电压、输入电流瞬时值SPWM主从功率分配能量管理控制框图和控制原理波形，分别如图13、14、15、16所示。图13、14为单管式电路拓扑的控制方案，图15、16为多管式电路拓扑的控制方案，二者在本质上是相似的；图14、16中，输出滤波电容Cf与负载ZL的并联等效阻抗呈感性，副边绕组电流的基波分量iN21滞后于输出电压uo。该控制方案的基本思想是，逆变器的工作模式按输出电压uo和副边绕组电流iN21的极性划分成四种A、B、C、D，每一种工作模式相当于一个反激直流变换器；n输入单输出高频逆变电路将n路输入直流电压源Ui1、Ui2、…、Uin调制成幅值按正弦包络线分布的单极性三态多斜率SPWM电流波iN1或iN11+iN12，第1、2、…、n-1路功率开关的分时导通时间是按照误差电流大小与输出电压误差信号的乘积对一个高频开关周期内总的导通时间Ton进行分配(实现第1、2、…、n-1路输入源的最大功率输出)，分配剩余的时间为第n路功率开关的导通时间(实现第n路输入源功率的补足)，经储能式变压器隔离和周波变换器解调成幅值按正弦包络线分布的单极性三态单斜率SPWM电流波iN2或iN2++iN2-，经滤波后得到高质量的正弦交流电压uo或正弦交流电流io；通过调节输出电压误差信号即总的占空比大小来实现逆变器输出电压的稳定，该控制策略适用于图8-12所示电路。逆变器的输出电压反馈信号uof与基准正弦电压ur经比例积分调节器比较放大得到电压误差放大信号ue，逆变器第1、2、…、n-1路的输入电流反馈信号Ii1f、Ii2f、…、Ii(n-1)f分别与第1、2、…、n-1路输入源经最大功率点计算后得到的基准电流信号Ii1r、Ii2r、…、Ii(n-1)r经比例积分调节器比较放大，电流误差放大信号I1e、I2e、…、I(n-1)e分别与电压误差放大信号ue相乘得i1e、i2e、…、i(n-1)e及其反相信号-i1e、-i2e、…、-i(n-1)e，然后i1e、i2e、…、i(n-1)e、ue、-i1e、-i2e、…、-i(n-1)e、-ue均分别与单极性锯齿形载波uc比较，考虑输出电压、输出误差电压极性选择信号并经适当的组合逻辑电路后得到图8所示单管式电路拓扑的功率开关控制信号ugs10、ugs20、…、ugsn0、ugs31、ugs32、ugs41、ugs42，或图9-12所示多管式电路拓扑的功率开关控制信号ugs11、ugs21、…、ugsn1、ugs12、ugs22、…、ugsn2、ugs1c、ugs2c、…、ugsnc、ugs′1、ugs′2、ugs3、ugs4。

第1、2、…、n-1路电流调节器与第n路电压调节器分别独立工作，第1、2、…、n-1路电流调节器用于实现第1、2、…、n-1路输入源的最大功率输出，第n路电压调节器用于实现逆变器输出电压的稳定，n路输入源联合向负载供电。当输入电压或负载变化时，通过调节基准电压ur和基准电流Ii1r、Ii2r、…、Ii(n-1)r,或调节反馈电压uof和反馈电流Ii1f、Ii2f、…、Ii(n-1)f来改变误差电压信号ue和误差电流信号I1e、I2e、…、I(n-1)e，从而改变占空比d1、d2、…、dn，故可实现所述逆变器输出电压、输入电流(输出功率)的调节与稳定。当将图13-16中的第n路输入源设计为输入电流反馈来控制输入电流，则构成了具有四种工作模式选择的输入电流瞬时值SPWM最大功率输出能量管理控制策略。

图14、16所示控制原理波形标出了高频开关周期TS、某一高频开关周期TS内第1、2、…、n路输入源的导通时间Ton1、Ton2、…、Tonn和总的导通时间Ton＝Ton1+Ton2+…+Tonn以及四种工作模式A、B、C、D，总的导通时间Ton在一个输出电压周期内是按正弦规律变化的，Cf与ZL的并联等效阻抗呈感性、容性、阻性时逆变器的工作模式顺序分别为A-B-C-D、D-C-B-A、A-C。此外，对于图11所示半桥式电路，应将半个输入直流电压值(Ui1/2、Ui2/2、…、Uin/2)代入到电压传输比式子中进行计算。

当能量正向传递且储能变压器向输出端释能期间，需要避免推挽式、推挽正激式、半桥式、全桥式电路原边出现低阻抗回路，则储能式变压器的匝比必须满足当能量从输出交流负载侧回馈到第n路输入直流电源侧Uin时，需要避免推挽式、推挽正激式、半桥式、全桥式电路出现正激式工作情况，即储能式变压器的匝比必须满足考虑到或(d1maxUi1/2+d2maxUi2/2+…+dnmaxUin/2)N2/[N1(1-d1max-d2max-…-dnmax)]，可推出推挽式、推挽正激式、半桥式、全桥式电路最大占空比d1max+d2max+…+dnmax≤0.5。

为了构成能充分利用多输入源能量的独立供电系统，多个输入源应工作在最大功率输出方式且需要配置储能设备，以实现输出电压的稳定，即在逆变器的输出端并接一个单级隔离双向充放电变换器，如图17所示。所述单级隔离双向充放电变换器由输入滤波器(Li、Ci或Ci)、高频逆变器、高频变压器、周波变换器、输出滤波器(Lf′、Cf′)依序级联构成，所述的周波变换器由能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成。所述的单级隔离双向充放电变换器在能量正向传递(储能设备放电)、反向传递(储能设备充电)时，分别等效于一个单级高频环节DC-AC变换器和一个单级高频环节AC-DC变换器。

该独立供电系统采用具有单级隔离双向充放电变换器输出电压独立控制环路的最大功率输出能量管理控制策略，如图18所示。当负载功率Po＝UoIo大于多个输入源的最大功率之和P1max+P2max+…+Pnmax时，蓄电池、超级电容等储能设备通过单级隔离双向充放电变换器向负载提供所需的不足功率—供电模式Ⅱ，储能设备单独向负载供电--供电模式Ⅲ，属于供电模式Ⅱ的极端情形；当负载功率Po＝UoIo小于多个输入源的最大功率之和P1max+P2max+…+Pnmax时，多个输入源输出的剩余能量通过单级隔离双向充放电变换器对储能设备充电--供电模式Ⅰ。以带阻性负载为例，论述单级隔离双向充放电变换器的功率流向控制，如图19所示。对于输出滤波电容Cf、Cf′和负载ZL来说，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器和单级隔离双向充放电变换器的输出端并接相当于两个电流源的并联叠加。由图18所示能量管理控制策略可知，内置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器的输出电流iLf的基波分量与输出电压uo同频同相，输出有功功率；充放电变换器是通过输出电压uo与基准电压uoref的误差放大信号uoe与高频载波交截生成SPWM信号进行控制，其输出滤波电感电流iLf′与uo之间存在相位差θ，不同相位差θ意味着输出不同大小和方向有功功率。当Po＝P1max+P2max+…+Pnmax时，θ＝90°，充放电变换器输出的有功功率为零,处于空载状态；当Po>P1max+P2max+…+Pnmax时，uo减小，θ＜90°，充放电变换器输出有功功率，储能设备对负载放电，即储能设备提供负载所需的不足功率；当Po＜P1max+P2max+…+Pnmax时，uo增大，θ＞90°，充放电变换器输出负有功功率，负载向储能设备回馈能量，即多个输入源输出的剩余功率对储能设备充电，当θ＝180°时负载向储能设备回馈的能量最大。因此，该能量管理控制策略能根据Po与P1max+P2max+…+Pnmax的相对大小实时控制单级隔离双向充放电变换器的功率流大小和方向，实现了系统在三种不同供电模式下的平滑无缝切换。