一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统及方法与流程

本发明涉及永磁同步电机无传感器控制系统及方法，属于电机控制技术领域。

背景技术：

已有的基于电机反电势的六相永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)无位置传感器控制方法，当电机运行在低速或零速时，由于电机反电势很小或为零，造成这些控制方法失效；脉振高频电压注入法是向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频正弦电压信号，由此产生一个高频脉振的磁场，该电压信号能够激励电机产生电感饱和效应，使得表贴式永磁同步电机呈现“凸极性”，通过检测包含有转子位置信息的高频电流响应，将此响应信号解调后就可得到转子位置与转速，从而实现无位置传感器控制；基于高频信号注入的无位置传感器控制方法依靠电机的凸极特性，不依赖电机参数和反电势，通过位置估算实现低速和零速下高精度控制，因而具有宽广的应用前景。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明提供了一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统及方法，解决了针对六相永磁同步电机零速及低速位置辨识中，存在的动态性能差、可靠性低和算法复杂的问题。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统，采用带通滤波器(BPF)提取包含转子位置信息的高频电流信号；使用低通滤波器(LPF)对提取的高频电流信号进行滤波，以获得转子误差信息；将旋转坐标系脉振高频电压信号注入到电机中，采样定子绕组电流，从高频电流相应中估计出电机转子的位置与转速。

控制方法如下：

步骤1：给电机定子线圈A相、B相通入电流进行转子初始定位；

步骤2：建立静止坐标系α-β、同步旋转坐标系d-q、估计的旋转坐标系并设定坐标系旋转频率为所述d-q坐标系与α-β坐标系的夹角为θ_e，同时θ_e也为转子的位置，坐标系与α-β坐标系的夹角为坐标系与d-q坐标系的夹角为为转子估计误差角所述t表示当前时刻；

步骤3：向轴上施加高频电压信号所述u_in为高频电压信号的幅值，ω_in为高频电压信号的频率；

步骤4：向估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频正弦电压信号，由此产生一个高频脉振的磁场，该电压信号能够激励电机产生电感饱和效应，使得表贴式永磁同步电机呈现“凸极性”，注入的高频正弦电压信号转变为包含有转子位置信息的高频电流响应，即和

步骤5：d轴和q轴电感存在差异，则在估计转子同步旋转坐标系中，轴和轴高频电流分量的幅值都与转子位置估计误差角有关；当转子位置估计误差角为零时，轴高频电流等于零，可对轴高频电流进行适当的信号处理后，作为转子位置跟踪观测器的输入信号，获得转子的位置与转速。

转子位置估计方法：为了获得转子的位置和速度，可先对轴高频电流进行幅值调制之后经低通滤波器(LPF)滤波得到转子位置跟踪观测器的输入信号；

转子位置估计误差足够小，则可以把该误差信号线性化，即

调节使之为零，则转子位置角估计误差也为零，即转子位置的估计值收敛到转子位置的实际值。

本发明的有益效果为：一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统及方法，能够对六相永磁同步电机转子位置进行快速、精确、可靠的初始位置估算，与传统的基于反电势法六相永磁同步电机转子位置检测方法相比，检测周期较短、实现简单、实用性强，并且同时适用于表贴式和内置式的六相永磁同步电机。另外，本发明无需额外增加硬件电路成本。

附图说明

图1基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统结构框图。

图2静止坐标系、旋转坐标系、估计的旋转坐标系的相对关系图。

图3脉振高频电压注入六相永磁同步电机的仿真模型图。

图4转速估计值与实际值的波形图。

图5转速估计误差波形图。

图6转子位置估计值与实际值的波形图。

图7转子位置估计误差波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

如图1至图7所示，本发明的实施例提供了一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统，为了得到一个简化的，易于仿真和分析的模型，必须要进行坐标变换并作如下假设:气隙磁动势和磁链作正弦分布，忽略磁饱和和铁心损耗，忽略绕组之间的互漏感。

在自然坐标系下电机的电压方程为

磁链方程为

ψ_s＝L_si_s+γψ_fd (2)

式中：u_s＝[u_A u_B u_C u_U u_V u_W]^T；

i_s＝[i_A i_B i_C i_U i_V i_W]^T；

ψ_s＝[ψ_A ψ_B ψ_C ψ_U ψ_V ψ_W]^T；

R_s＝diag[R R R R R R]；

其中：ψ_fd为永磁体磁场在每一相绕组中产生的磁链幅值；R_s表示定子电阻；L_aad和L_aaq分别表示绕组的d轴和q轴主自感，L_aal表示自漏感。

六相永磁同步电机两套绕组之间的中性点是隔离的，零序子空间的分量都为零，在此可以忽略不计。经计算可得同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：

其中：u_d、u_q分别为d-q子空间的定子电压；i_d、i_q分别为d-q子空间的定子电流；L_d、L_q分别为d-q坐标系下的电感；ω_e为电角速度；ψ_f为永磁体磁链。

如图1所示，一种基于脉振高频电压注入的六相永磁同步电机无传感器控制系统结构框图。在图1中，T_6s/2s是将六相坐标系转换为静止坐标系的变换矩阵，是将静止坐标系转换到旋转坐标系的变换矩阵，为其逆矩阵；采用带通滤波器(BPF)提取包含转子位置信息的高频电流信号；使用低通滤波器(LPF)对提取的高频电流信号进行滤波，以获得转子误差信息；采用转子位置跟踪观测器方法得到估计的转子位置信息和速度信息。

为了准确估计出电机的转子位置，首先建立估计转子同步旋转坐标系与实际转子同步旋转坐标系d-q的关系，如图2所示。

在图2中，α-β为两相静止坐标系，为估计的转子位置角，θ_e为实际的转子位置角。估计转子同步旋转坐标系与实际转子同步旋转坐标系d-q的夹角为转子估计误差角：

通常，高频注入信号的频率一般为0.5kHz到2kHz之间，远高于电机基波频率ω_e，此时可以把六相永磁同步电机看做一个简单的RL电路。由于高频时电阻相对于电抗小很多，所以可以忽略不计。此时重写同步旋转坐标系下d-q子空间的高频激励下六相永磁同步电机的电压方程：

在同步旋转坐标系下d-q子空间中，电机定子电感可以表示为

在静止坐标系α-β中，式(6)转化为

其中：L＝(L_d+L_q)/2为平均电感，ΔL＝(L_q-L_d)/2为半差电感。

则在估计转子同步旋转坐标系下，高频电压和电流的关系为

其中：以及分别为在估计转子同步旋转坐标系中轴、轴的电压和电流高频分量。改用平均电感和半差电感来描述，式(7)可重写为

脉振高频电压注入法只在估计转子同步旋转坐标系中轴注入高频余弦电压信号：

其中：u_in为高频电压信号的幅值，ω_in为高频电压信号的频率。

此时，高频电流可简化为

可以看出，如果d轴和q轴电感存在差异，则在估计转子同步旋转坐标系中，轴和轴高频电流分量的幅值都与转子位置估计误差角有关。当转子位置估计误差角为零时，轴高频电流等于零，因此，可以对轴高频电流进行适当的信号处理。

为了获得转子的位置与转速，可先对轴高频电流进行幅值调制，经过低通滤波器(LPF)后，得到转子位置跟踪观测器的输入信号，即

如果转子位置估计误差足够小，则可以把该误差信号线性化，即

其中：从式(13)可以看出，如果调节使之为零，则转子位置角估计误差也为零，即转子位置的估计值收敛到转子位置的实际值。

从以上仿真结果可以看出，随着转速的上升且稳定运行后，转速估计误差逐渐减小，且转子位置估计误差也逐渐减小。由此可以说明，通过选取合适的控制器参数和高频信号，基于位置跟踪观测器的脉振高频电压信号注入的六相永磁同步电机无传感器控制技术能够满足实际电机控制性能的需要。因此，本发明的方法成立。

虽然本发明所揭示的实施方式如上，但其内容只是为了便于理解本发明的技术方案而采用的实施方式，并非用于限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭示的核心技术方案的前提下，可以在实施的形式和细节上做任何修改与变化，但本发明所限定的保护范围，仍须以所附的权利要求书限定的范围为准。