一种50次电力谐波发生器控制方法与流程

本发明专利属于电力电子变流领域，特别涉及一种50次电力谐波发生器控制方法。

背景技术：

近年来，随着全球工业化进程的不断加快，人类对地球环境的破坏和污染也空前加剧。电力系统也是一种“环境”，也面临着污染，公用电网中的谐波电流和谐波电压就是对电网环境最严重的一种污染。

电力电子装置是公用电网中最主要的谐波源，随着整流器、变频器、电弧炉等电力电子装置在民用、工业和商业中的广泛应用，使得输配电系统中存在大量谐波，给系统及用户造成了巨大危害。目前的研究主要集中在对电力谐波的检测、分析、评估、治理方面，对用电设备的谐波敏感度这方面的研究成果较少。如果能对其进行深入研究，并改善用电设备的谐波敏感度，将可以大量减少电力谐波带来的经济损失。

开展用电设备的谐波敏感度的研究需要能够产生大功率的电力谐波发生装置。大功率的电力谐波发生装置的主要用途如下：

一、检测用电设备的抗谐波能力。一些控制设备在使用前需要经过严格的谐波敏感度检验，然而，在实际条件下不容易测试电气设备在受到谐波干扰时的工作情况，因为要产生大功率的电力谐波代价太高。

二、检测滤波装置的效果。随着谐波对电网污染的加剧，大量的滤波装置被研发出来，如有源电力滤波器(apf)、统一电能质量控制器(upqc)等，现场检测这些滤波装置的效果难度较大，而且一些滤波装置本身也是非线性负荷，也会给电网带来谐波问题。

三、实际测试配电系统的谐波阻抗。在无源滤波器设计时，为了避免其与系统产生谐振，需要一个标准谐波源来测试配电系统的谐波阻抗。

因此，电力谐波发生器的研发对电能质量谐波问题的研究有重大意义。

传统的电力谐波发生器采用三相桥式pwm逆变电路，产生50次电力谐波时，开关器件需要工作在很高频率，对开关器件性能要求高，开关频率越高，损耗也越大。因此，有必要设计一种能够降低开关频率，减小损耗的50次电力谐波发生器及其控制方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于，针对现有技术的不足，提供一种50次电力谐波发生器控制方法，能有效降低产生50次电力谐波时，开关器件的开关频率，减小开关器件性的损耗。

为实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：

一种50次电力谐波发生器控制方法，其特征在于，所述的50次电力谐波发生器采用模块化多电平逆变器；该模块化多电平逆变器采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由n个相同的子模块(sm)和1个电感l串联而成，上桥臂和下桥臂连接点引出相线；每个子模块是一个半桥变流器；

所述的50次电力谐波发生器控制方法为：对模块化多电平逆变器每个桥臂的调制电压采用最近电平逼近的方式进行调制，将其控制周期分为投入过程和切除过程；在桥臂每个控制周期投入过程初始点，将该桥臂中各个子模块按电容电压大小进行一次排序，根据上一控制周期的桥臂电流，预测出本控制周期各投入点投入的子模块电容在整个投入过程中的充电大小，然后根据子模块电容电压均衡的原则确定子模块的投入顺序；同样地，在切除过程初始点，将该桥臂中各个子模块按电容电压大小再进行一次排序，预测出本控制周期各切除点切除的子模块电容在整个切除过程中的充电大小，然后根据子模块电容电压均衡的原则确定子模块的切除顺序。

进一步地，所述控制方法具体为：

所述的50次电力谐波发生器控制方法为：针对六个桥臂中任一个桥臂，分别采用以下步骤进行控制：

步骤1：计算该桥臂调制电压uref：

其中，udc为模块化多电平逆变器直流侧电压额定值，uv为该桥臂引出的相线需要输出的50次谐波电压参考值，其幅值为0.5udc，随时间t作正弦变化；

步骤2：设置模块化多电平逆变器的控制周期为t＝1/f，其中f为模块化多电平逆变器的控制频率；

步骤3：对该桥臂的调制电压uref采用最近电平逼近的方式进行调制，计算该桥臂需投入的子模块个数nt：

nt＝round(uref/ucref)

其中，ucref为子模块电容电压额定值，round(·)为四舍五入的取整函数；

步骤4：根据nt的变化规律，定义该桥臂控制周期的起始点为nt＝0的时刻，在一个控制周期里，nt从0依次增加到n，再依次减小到0；以nt的各个变化时刻为分隔点，将每个控制周期拆分为2n个子周期，依次记为s1，s2，…，s2n，其中sx，x＝1,2,…,n表示投入子模块的过程，在其结束点各需投入一个子模块，在s1，s2，…，sn的结束点，该桥臂中总共需要投入的子模块个数分别为1,2,…,n；sn+y，y＝1,2,…,n表示切除子模块的过程，在其结束点各需切除一个子模块，在sn+1，sn+2，…，s2n的结束点，该桥臂中总共需要切除的子模块个数分别为1,2,…,n；

步骤5：设模块化多电平逆变器开始运行时，t＝0；

若当前时刻t处于t＝0到该桥臂第2个控制周期的起始点之间的时间段，则按从上到下的顺序投入该桥臂的前nt个子模块；

否则若当前时刻t为该桥臂第k个控制周期中s1的起始点，k＝2，3，…，则

首先根据该桥臂第k-1个控制周期(上一控制周期)的桥臂电流，预测计算出在第k个控制周期中sx的结束点投入的子模块电容在s1～sn的整个过程中的充电时间δtx和充电大小δux，其中，x＝1,2,…,n，δtx和δux的预测计算公式为：

其中，δt为桥臂电流的采样时间间隔，ipi为该桥臂在第k-1个控制周期中s1～sn的整个过程中第i个采样点的桥臂电流，c为子模块的电容值；

再对该桥臂中的各个子模块，按照其当前时刻t(第k个控制周期中s1的初始点)的电容电压大小进行排序；结合δux，根据子模块电容电压均衡的原则，保证在当前时刻t电容电压越小的子模块将在s1～sn的整个过程中充电大小越大，以确定该桥臂子模块在第k个控制周期中s1,s2,…,sn的结束点的投入顺序；

步骤6：在第k个控制周期s1，s2，…，sn的结束点按照步骤5中确定的投入顺序依次投入一个子模块；

步骤7：若当前时刻t为该桥臂第k个控制周期的sn+1的起始点，k＝2，3，…，则

首先根据该桥臂第k-1个控制周期(上一控制周期)的桥臂电流，预测计算出在本控制周期的sn+y的结束点切除的子模块电容在sn+1～s2n的整个过程中的充电时间δtn+y和充电大小δun+y，其中，y＝1,2,…,n，δtn+y和δun+y的预测计算公式为：

δtn+y＝sn+1+sn+2+…+sn+y

其中，ipj为该桥臂在第k-1个控制周期中sn+1～sn+y的整个过程中第j个采样点的桥臂电流；

再对该桥臂中的各个子模块，按照其在当前时刻t(第k个控制周期中sn+1的初始点)的电容电压大小进行排序；结合δun+y，根据子模块电容电压均衡的原则，保证在当前时刻t电容电压越小的子模块将在sn+1～s2n的整个过程中充电大小越大，以确定该桥臂子模块在第k个控制周期中sn+1,sn+2，…,s2n的结束点的切除顺序；

步骤8：在第k个控制周期sn+1,sn+2，…,s2n的结束点按照步骤7中确定的切除顺序依次切除一个子模块。

进一步地，所述步骤2中，f为2500hz。

进一步地，所述每个桥臂中子模块个数n取值为8，子模块的电容值c为2000uf，子模块电容电压额定值ucref为100v，模块化多电平逆变器直流侧电压额定值udc为800v，电感l大小为1mh，桥臂电流的采样时间间隔δt取值为0.005ms，a、b、c三相需要输出的50次谐波电压参考值ua、ub和uc分别为400sin(5000πt)、400sin(5000πt-2π/3)和400sin(5000πt+2π/3)。

本发明的有益效果是：

本发明的50次电力谐波发生器由模块化多电平逆变器构成，并采用一种控制方法降低模块化多电平逆变器控制频率，一个控制周期里每个子模块仅投切一次，每个开关器件仅开关一次，即可产生50次电力谐波。有效地降低了开关频率，减小了损耗。

1)与采用三相桥式pwm逆变电路的传统电力谐波发生器相比，本发明采用了模块化多电平逆变电路，通过改变串联的模块数量就可实现电力谐波发生器电压和功率等级的灵活调整；

2)通过设定50次电力谐波发生器的控制频率为2500hz，一个控制周期里每个开关器件仅开关一次，则开关器件的开关频率仅为2500hz，本发明的50次电力谐波发生器即能发出2500hz三相正弦交流电；与传统电力谐波发生器产生50次电力谐波相比，有效地降低了开关器件的开关频率，减小了损耗。

附图说明

图1模块化多电平逆变器拓扑结构图；

图250次电力谐波发生器控制框图；

图3a相输出的50次电力谐波波形；

图4a相输出的50次电力谐波波形的畸变率；

图5a相上桥臂子模块电容电压波形；

图6a相上桥臂子模块smp1的igbt的脉冲信号。

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明中50次电力谐波发生器由模块化多电平逆变器构成；图1是模块化多电平变流器拓扑结构图，该模块化多电平逆变器采用三相六桥臂结构；每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由n个子模块与一个电感l串联而成；每相上桥臂的n个子模块依次记为smp1，smp2，…，smpn，每相下桥臂的个子模块依次记为smn1，smn2，…，smnn；每个子模块是一个半桥变流器；上桥臂和下桥臂连接点引出相线，直流侧电源中点接地。

在本实施例中，每个桥臂中子模块个数n取值为8，每个子模块的电容值c为2000uf，子模块电容电压额定值ucref为100v，直流侧电压额定值udc为800v，电感l大小为1mh，负载电阻r取值为30ω，桥臂电流的采样时间间隔δt取值为0.005ms。

模块化多电平逆变器六个桥臂的控制方法类似，均为：对该桥臂调制电压采用最近电平逼近的方式进行调制，将其控制周期分为投入过程和切除过程；在该桥臂每个控制周期投入过程初始点，将该桥臂中各个子模块按电容电压大小进行一次排序，根据上一控制周期的桥臂电流，预测出本控制周期各投入点投入的子模块电容在整个投入过程中的充电大小，然后根据子模块电容电压均衡的原则确定子模块的投入顺序；同样地，在每个控制周期切除过程初始点，将该桥臂中各个子模块按电容电压大小再进行一次排序，预测出本控制周期各切除点切除的子模块电容在整个切除过程中的充电大小，然后根据子模块电容电压均衡的原则确定子模块的切除顺序。下面以a相上桥臂为例进行说明。

图2是50次电力谐波发生器控制框图。

首先，计算a相上桥臂的调制电压：

upref＝udc/2-ua

其中udc为逆变器直流侧电压额定值，ua为逆变器a相输出的50次谐波电压参考值；本实施例中设置a相需要输出的50次谐波电压参考值ua的取值为400sin(5000πt)，t是时间变量，从逆变器运行时刻起开始计时。

然后，将逆变器控制周期设置为t＝1/f，其中f为2500hz；

再对a相上桥臂的调制电压upref采用最近电平逼近的方式，计算a相上桥臂需投入的子模块数：

nt＝round(uref/ucref)

其中ucref为每个子模块电容电压额定值，np为a相上桥臂需投入的子模块数，round函数为四舍五入的取整函数；

根据nt的变化规律，定义该桥臂控制周期的起始点为nt＝0的时刻，在一个控制周期里，nt从0依次增加到n，再依次减小到0；以nt的各个变化时刻为分隔点，将每个控制周期拆分为2n个子周期，依次记为s1，s2，…，s2n，其中sx，x＝1,2,…,n表示投入子模块的过程，在其结束点各需投入一个子模块，在s1，s2，…，sn的结束点，该桥臂中总共需要投入的子模块个数分别为1,2,…,n；sn+y，y＝1,2,…,n表示切除子模块的过程，在其结束点各需切除一个子模块，在sn+1，sn+2，…，s2n的结束点，该桥臂中总共需要切除的子模块个数分别为1,2,…,n；

然后，根据上一控制周期a相上桥臂的电流，预测计算出本控制周期的sx中投入的子模块电容在s1，s2，…，sn整个过程中的充电时间分别δtx，充电大小分别为δux，则：

其中δt为桥臂电流的采样时间间隔，ipi为a相上桥臂在上一控制周期中sx到sn第i个采样点的电流值，c为子模块的电容值；

对a相上桥臂中的各个子模块，按照其在本控制周期的s1初始点电容电压uck的大小进行排序，uck表示从上到下第k个子模块的电容电压，k＝1，2，…，n；结合δux，根据子模块电容电压均衡的原则，保证在s1初始点电容电压越小的子模块将在s1，s2，…，sn整个过程中充电大小越大，以确定a相上桥臂子模块在s1，s2，…，sn的投入顺序；在本控制周期s1，s2，…，sn的结束点按照以上确定的投入顺序依次投入一个子模块；

最后，根据上一控制周期a相上桥臂的电流，预测计算出在本控制周期中sn+y结束点切除的子模块电容将在sn+1,sn+2，…,s2n整个过程中的充电时间分别为δtn+y，充电大小分别为δun+y，则：

δtn+y＝sn+1+sn+2+…+sn+y

其中，ipj为a相上桥臂在上一控制周期中sn+1到sn+y第j个采样点的电流值；

再对a相上桥臂中的各个子模块，按照其在本控制周期中sn+1初始点的电容电压uck进行排序；结合δun+y，根据子模块电容电压均衡的原则，保证在sn+1初始点电容电压越小的子模块将在sn+1，sn+2，…，s2n整个过程中充电大小越大，以确定a相上桥臂子模块在sn+1,sn+2，…,s2n的切除顺序。在本控制周期sn+1,sn+2，…,s2n的结束点按照以上确定的切除顺序依次切除一个子模块。

图3为a相输出的50次电力谐波波形，输出电压基波幅值为392v，与a相输出电压参考幅值400v相比非常接近，误差率2％。

图4为a相输出的50次电力谐波波形的畸变率，总畸变率为2.02％，输出波形平滑满足电能质量要求。

图5为a相上桥臂子模块电容电压波形，上桥臂各子模块电容电压在99至101v之间波动，电压纹波约为2％，满足工程要求。

图6为a相上桥臂子模块smp1的igbt的脉冲信号，可以看出，在每0.4ms的控制周期里，igbt仅开关一次，开关频率为2500hz。