本发明涉及并网逆变器技术领域，具体涉及一种lcl型并网逆变系统及电流跟踪控制方法。
背景技术：
随着光伏、风能等分布式新能源渗透率不断提高，并网逆变器是分布式新能源发电设备连接交流配电网的必要接口设备，并网逆变器对配电网的稳定性和电能质量带来问题。为了改善并网电流的质量，逆变器与配电网之间通常需要串入滤波器，常采用单电感l滤波器和lcl滤波器。相比于l滤波器，lcl滤波器能有效的抑制开关频率谐波，改善并网电流质量，降低硬件成本等优点。但由于lcl滤波器存在固有的谐振频率，容易导致并网逆变器产生谐振，影响电流质量，严重时甚至可能导致并网逆变器不能正常运行，因此需要对lcl滤波器进行阻尼设计以抑制谐振。
目前，实现并网逆变器lcl滤波器的谐振阻尼控制方法主要有两类，无源阻尼和有源阻尼方法。无源阻尼方法通过电容支路串联小电阻，增加滤波器的阻尼以抑制谐振，该方法简单，不会增加系统的控制复杂度，但是在电容支路串联电阻会增加系统的功率损耗，降低并网逆变器的系统效率，此外，无源阻尼的方法有可能降低lcl滤波器的低频增益和高频谐波的抑制效果。为了避免无源阻尼带来的不良效果，可以采用有源阻尼控制技术，通过适当的控制算法，引入虚拟阻尼，从控制环路上修正了lcl滤波器的频率特性，达到和无源阻尼方法相似的阻尼效果，一般而言，有源阻尼方法又可分为两类：一是基于状态变量反馈的有源阻尼方法；二是基于陷波器的有源阻尼方法。尽管目前的有源阻尼控制方法能较好的抑制谐振频率点，但也存在一些缺点，如控制参数设置复杂、对系统参数摄动抑制能力差、稳定工作带宽低等问题。
技术实现要素：
针对上述缺陷，本发明的目的在于提供一种lcl型并网逆变装置及电流跟踪控制方法，旨在解决现有的lcl型并网逆变装置中控制器设计复杂的技术问题。
作为本发明的一方面，本发明提供一种lcl型并网逆变装置，包括：
三相逆变器、与三相逆变器的输出端连接的lcl型滤波器及输出端同三相逆变器的控制端连接的控制器，其中，控制器包括：
电压采集器，用于采集lcl型并网逆变器并网侧的三相电压和lcl滤波器中电容的三相电压；
电流采集器，用于采集三相逆变器逆变侧的三相电流和lcl型并网逆变器并网侧的电流；
第二电感电流控制器，其第一输入端同电压采集器的第二输出端连接，其第二输入端同电流采集器的第二输出端连接，其第三输入端接收第二电感的电流指令值，用于根据lcl型并网逆变器并网侧的三相电压、lcl型并网逆变器并网侧的电流及第二电感的电流指令值输出电容的电压指令值；
电容电压控制器，其第一输入端同电压采集器的第一输出端连接，其第二输入端同第二电感电流控制器的输出端连接，其第三输入端接收第二电感的电流指令值，用于根据电容的电压指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及第二电感的电流指令值确定第一电感的电流指令值；
第一电感电流控制器，其第一输入端同电压采集器的第一输出端连接，其第二输入端同电流采集器的第一输出端连接，其第三输入端同电容电压控制器的输出端连接，用于根据第一电感的电流指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及逆变器逆变侧的三相电流确定逆变器的调制电压指令值；
逆变器的调制电压指令值经过pwm调制后产生触发脉冲控制开关管开断，实现lcl型逆变装置的指令电流跟踪。
优选地，该lcl型并网逆变装置还包括：
第一电压坐标变换器，其设有三个输出端，其输入端同电压采集器的输出端连接，其第一输出端同电容电压控制器的输入端连接，其第二输出端同第一电感电流控制器的第一输入端连接，其第三输出端同第二电感电流控制器的第一输入端连接，用于将lcl滤波器中电容的三相电压从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第一输出端和第二输出端输出，同时将lcl型并网逆变器并网侧的三相电压从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第三输出端输出；
电流坐标变换器，其设有两个输出端，其输入端同电流采集器的输出端连接，其第一输出端同第一电感电流控制器的第二输入端连接，其第二输出端同第二电感电流控制器的第二输入端连接，用于将逆变器逆变侧的三相电流从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第一输出端输出，同时将lcl型并网逆变器并网侧的电流从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第二输出端输出；
第二电压坐标变换器，其输入端同第一电感电流控制器的输出端连接，用于将逆变器的电压指令从dq坐标系转化成abc三相静止坐标系；以及
pwm调制器，其输入端同第二电压坐标变化器的输出端连接，用于将abc三相静止坐标系下调制电压指令值转化成pwm信号，pwm信号用于控制逆变器，实现lcl型并网逆变装置的指令电流跟踪。
作为本发明的另一方面，本发明提供的一种lcl型并网逆变器电流跟踪控制方法，包括下述具体过程：
步骤1：通过电压传感器采集lcl型并网逆变器并网侧三相电压和lcl滤波器电容电压，通过电流传感器采集lcl型并网逆变器并网侧三相电流和三相逆变器三相输出电流；
步骤2：根据lcl型并网逆变器并网侧的三相电压、lcl型并网逆变器并网侧的电流及第二电感的电流指令值输出电容电压指令值；
步骤3：根据电容电压指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及第二电感的电流指令值确定第一电感的电流指令值；
步骤4：根据第一电感的电流指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及三相逆变器逆变侧的三相电流确定逆变器的调制电压指令值；
步骤5：将逆变器的调制电压指令值进行坐标变换和调制处理输出pwm信号，pwm信号用于控制逆变器，实现lcl型并网逆变装置的指令电流跟踪。
优选地，步骤2中根据公式
其中，vsd、vsq分别为lcl型并网逆变器并网侧的三相电压的d轴分量和q轴分量，il2d、il2q分别为lcl型并网逆变器并网侧的电流的d轴分量和q轴分量，
优选地，步骤3中根据公式
其中，vcd、vcq分别为lcl滤波器中电容的三相电压d轴分量和q轴分量，
优选地，步骤4中根据公式
其中，vd、vq分别为逆变器的调制电压指令值d轴分量和q轴分量，l1为lcl滤波器中第一电感的电感值，r1为第一电感的等效电阻，il1d、il1q分别为三相逆变器逆变侧的电流的d轴分量和q轴分量，rd1为第一虚拟电阻的阻值。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
1、本发明提出了lcl型并网逆变装置的电流跟踪控制方法，通过建立lcl型并网逆变器的欧拉-拉格朗日方程，配置系统的能量和注入虚拟阻尼，使得系统总能量跟踪期望的能量函数，并使系统的状态变量渐进收敛至期望值，提出第二电感电流控制率、电容电压控制率和第一电感电流控制率，实现了lcl型并网逆变器指令电流跟踪。
2、本发明的控制方法物理意义明确，设计的控制律是全局稳定的，控制器设计简单，动态响应快，鲁棒性强，控制器在输出dq轴指令电压时注入虚拟阻尼，实现lcl谐振频率的抑制，改善了逆变器输出电流波形的质量。
附图说明
图1为本发明提供的lcl型逆变装置的结构示意图；
图2为本发明提供的lcl型逆变装置中控制器的结构示意图；
图3为稳态情况下，lcl滤波器的网侧电流和逆变器侧电流的仿真波形图；
图4为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝20a，il2q-ref＝0a时的a相相电压、相电流波形图；
图5为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝0a，il2q-ref＝20a时的a相相电压、相电流波形图；
图6为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝20a，il2q-ref＝20a时的a相相电压、相电流波形图；
图7为lcl型并网逆变器指令电流突变a相相电压、相电流波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面通过借助实施例更加详细地说明本发明，应当理解，但以下实施例仅是说明性的，本发明的保护范围并不受这些实施例的限制。
如图1所示，本发明所提供的lcl型并网逆变装置包括lcl型并网逆变器、电压采集器、电流采集器及控制器组成。其中，lcl型并网逆变器包括三相逆变器和lcl滤波器，lcl滤波器由结构相同的a相滤波电路、b相滤波电路和c相滤波电路构成，a相滤波电路包括两个电感l1和l2，电感l1的一端同另一电感l2的一端连接，电感l1的另一端作为a相滤波电路的第一电感端，另一电感l2的另一端作为a相滤波电路的第二电感端；电容c的一端连接至两个电感连接端，电容c的另一端连接到公共端。a相、b相和c相三相滤波电路的第一电感端共同构成lcl滤波器的第一电感端，a相、b相和c相三相滤波电路的第二电感端共同构成lcl滤波器的第二电感端。三相逆变器的逆变侧与lcl滤波器的第一电感侧连接，lcl滤波器的第二电感侧作为lcl型并网逆变器的并网侧，三相逆变器的直流侧作为lcl型并网逆变器的直流侧。
控制器包括电压采集器、电流采集器、第一电压坐标变换器、电流坐标变换器、第一电感电流控制器、第二电感电流控制器、电容电压控制器、第二电压坐标变换器及pwm调制器。
lcl型并网逆变器的直流侧通过直流电容同新能源发电设备连接，lcl型并网逆变器的并网侧连接交流系统，电压采集器用于采集lcl型并网逆变器并网侧的三相电压和lcl滤波器中电容的三相电压，由电压采集器的第一输出端输出lcl滤波器中电容的三相电压，由电压采集器的第二输出端输出lcl型并网逆变器并网侧的三相电压。电流采集器用于采集三相逆变器逆变侧的三相电流和lcl型并网逆变器并网侧的电流，由电流采集器的第一输出端输出三相逆变器逆变侧的三相电流，由电流采集器的第二输出端输出lcl型并网逆变器并网侧的电流。
第一电压坐标变换器设有三个输出端，第一电压坐标变换器输入端同电压采集器的输出端连接，第一电压坐标变换器第一输出端同电容电压控制器的输入端连接，第一电压坐标变换器第二输出端同第一电感电流控制器的第一输入端连接，第一电压坐标变换器第三输出端同第二电感电流控制器的第一输入端连接。
电流坐标变换器设有两个输出端，电流坐标变换器输入端同电流采集器的输出端连接，电流坐标变换器第一输出端同第一电感电流控制器的第二输入端连接，电流坐标变换器第二输出端同第二电感电流控制器的第二输入端连接。
第二电感电流控制器的第三输入端接收第二电感的电流指令值，电容电压控制器的第二输入端同第二电感电流控制器的输出端连接，电容电压控制器的第三输入端接收第二电感的电流指令值，第一电感电流控制器的第三输入端同电容电压控制器的输出端连接。第二电压坐标变换器输入端同第一电感电流控制器的输出端连接。pwm调制器输入端同第二电压坐标变化器的输出端连接。
第一电压坐标变换器用于将lcl滤波器中电容的三相电压从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第一输出端和第二输出端输出，同时将lcl型并网逆变器并网侧的三相电压从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第三输出端输出。
电流坐标变换器用于将三相逆变器逆变侧的三相电流从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第一输出端输出，同时将lcl型并网逆变器并网侧的电流从abc三相静止坐标系转化成dq坐标系并由第二输出端输出。
第二电感电流控制器根据dq坐标系下lcl型并网逆变器并网侧的三相电压、dq坐标系下lcl型并网逆变器并网侧的电流及dq坐标系下第二电感的电流指令值输出电容电压指令值。
电容电压控制器根据dq坐标系下电容电压指令值、dq坐标系下lcl滤波器中电容的三相电压及dq坐标系下第二电感的电流指令值确定第一电感的电流指令值。
第一电感电流控制器根据dq坐标系下第一电感的电流指令值、dq坐标系下lcl滤波器中电容的三相电压及dq坐标系下三相逆变器逆变侧的三相电流确定dq坐标系下逆变器的调制电压指令值。
第二电压坐标变换器用于将逆变器的调制电压指令值从dq坐标系转化成abc三相静止坐标系。
pwm调制器用将abc三相静止坐标系下调制电压指令值转化成pwm信号，pwm信号用于控制逆变器，使得lcl型逆变装置输出第二电感的电流指令值，即保持lcl型逆变装置的并网侧电流为指令值。
本发明提供了一种lcl型逆变装置的并网侧电流跟踪控制方法，该电流跟踪控制方法包括如下步骤：
步骤1：通过电压传感器采集lcl型并网逆变器并网侧三相电压和lcl滤波器电容电压，通过电流传感器采集并网逆变器并网侧三相电流和逆变器三相输出电流。
步骤2：根据lcl型并网逆变器并网侧的三相电压、lcl型并网逆变器并网侧的电流及第二电感的电流指令值输出电容电压指令值。
其中，lcl型并网逆变器并网侧的三相电压的d轴分量vsd和q轴分量vsq、lcl型并网逆变器并网侧的电流的d轴分量il2d和q轴分量il2q、第二电感的电流指令值的d轴分量
上式中，l2为lcl滤波器中第二电感的电感值，r2为第二电感的等效电阻，ω为工频角频率，rd2为第二虚拟电阻的阻值，rd2＞0。
步骤3：根据步骤2中获得的电容电压指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及第二电感的电流指令值确定第一电感的电流指令值。
其中，电容电压指令值的d轴分量
上式中，c为lcl滤波器中电容的电容值，rd3为第三虚拟电阻的阻值，rd3＞0。
步骤4：根据第一电感的电流指令值、lcl滤波器中电容的三相电压及逆变器逆变侧的三相电流确定逆变器的调制电压指令值。
其中，第一电感的电流指令值的d轴分量
上式中，l1为lcl滤波器中第一电感的电感值，r1为第一电感的等效电阻，rd1为第一虚拟电阻的阻值，rd1＞0。
步骤5：将逆变器的调制电压指令值进行坐标变换和调制处理输出pwm信号，pwm信号用于控制逆变器，使得lcl型逆变装置输出第二电感的电流指令值。
下面分析本发明提供的电流跟踪控制方法的设计过程：
第1步：通过电压传感器采集并网逆变器在公共连接点(pointofcommoncoupling，pcc)pcc点三相电压和lcl滤波器电容电压，通过电流传感器采集并网逆变器三相并网电流和逆变器三相输出电流，通过直接计算得到pcc点电压幅值与相位；
第2步：根据基尔霍夫定律，建立lcl型并网逆变器的数学模型：
其中，il1k为三相逆变器的交流侧三相电流，il2k为lcl型并网逆变器的并网侧三相电流，vck为lcl滤波器电容电压，vsk为lcl型并网逆变器pcc点三相电压，vk为三相逆变器的交流侧三相电压，r1为电感l1等效电阻，r2为电感l2等效电阻；k＝a,b,c，a,b,c表示a、b、c三相。
通过abc-dq坐标变换，得到lcl型并网逆变器的在两相旋转dq坐标下的数学模型：
其中，il1d和il1q为电感l1的d轴和q轴电流，il2d和il2q为电感l2的d轴和q轴电流，vsd和vsq为pcc点d轴和q轴电压分量，vcd和vcq为lcl滤波器电容电压d轴和q轴分量，vd和vq为三相逆变器的交流侧三相电压的d轴和q轴分量，w为电网基频角频率；
第3步：根据无源控制理论建立lcl型并网逆变器的欧拉-拉格朗日模型，并将其分为两个子系统，其中子系统1为逆变器侧指令电流跟踪，子系统2为lcl谐振频率抑制控制。
其中，f1＝[vd-vcdvq-vcq]t，
f2＝[-vsd-vsqil1dil1q]t，
子系统的能量存储函数为
第4步：为了将逆变器渐进稳定在期望平衡点x1*和x2*，构造系统的动态误差方程：
其中，
子系统的误差能量存储函数为
将系统的动态误差方程代入lcl型并网逆变器的欧拉-拉格朗日模型，可得
由式(10)可知，当系统的动态误差趋于零时，逆变器的状态量渐进稳定在期望平衡点，此时子系统的误差能量存储函数也趋于零。
第5步：由于lcl型逆变器等效阻尼较小，系统收敛速度较慢，为加快系统的收敛速度，在控制器中加入虚拟阻尼，使误差能量存储函数快速收敛至零，注入虚拟阻尼选取为：
其中rd1＞0,rd2＞0,rd3＞0。
第6步当引入虚拟阻尼时，可得新的动态误差系统方程：
为了实现d轴和q轴电流解耦控制，选取ξ1＝j1x1e和ξ2＝0，可得lcl型逆变器的电流内环控制律为
将逆变器系统参数代入式(13)即可得到具体的控制律。
第7步：由于m1和m2为正定阵，因此子系统的误差能量存储函数h1e(x)和h2e(x)恒大于0，误差能量存储函数对时间导数，可得
根据lyapunov定理可知，设计的控制律式(10)是稳定且收敛的，lcl型逆变器可实现输出电流跟踪控制，调节r1d和r2d可实现h1e(x)和h2e(x)收敛到零的速度。
该方法在并网逆变器的欧拉-拉格朗日方程的数学模型和严格无源性基础上，构建误差能量方程，从而得到lcl型并网逆变器dq轴电流解耦的无源控制律，采用阻尼注入方法抑制lcl谐振频率并提高系统动态性能。
下面为说明lcl型并网逆变器电流跟踪控制方法的正确性及其控制效果，建立仿真模型，模型示意图如附图1所示，模型基本参数说明如下：
系统电源额定电压线电压有效值：vs＝380v；逆变器直流侧电容值：cdc＝5000μf，电压指令值700v；lcl滤波器参数：l1＝0.2mh，r1＝0.2ω，c1＝20μf，l2＝1.0mh，r1＝0.1ω，控制器控制参数：rd1＝20,rd2＝0.5,rd3＝0.2。
图3所示为稳态情况下，lcl滤波器的网侧电流和逆变器侧电流的仿真波形图，输出电流高频谐波基本被滤除，滤波效果良好，同时可有效抑制谐振现象。
图4所示为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝20a，il2q-ref＝0a时的a相相电压、相电流波形图。图5所示为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝0a，il2q-ref＝20a时的a相相电压、相电流波形图，图6所示为lcl型并网逆变器期望输出电流幅值il2d-ref＝20a，il2q-ref＝20a时的a相相电压、相电流波形图。
从图4至图6可知，在不同的工况下逆变器能很好的跟踪d轴和q轴指令电流。由此可见，全局稳定性高，逆变器输出电流谐波含量小，改善了逆变器输出电流波形的质量，能够抑制lcl谐振。
另外，图7所示在0.2s时lcl型并网逆变器指令电流由il2d-ref＝20a，il2q-ref＝0a突变到il2d-ref＝40a，il2q-ref＝0a，逆变器具有很快的响应速度。可见，本发明所提的一种lcl型并网逆变器电流跟踪控制方法具有动态响应快，鲁棒性强，并能实现lcl谐振频率的抑制，改善了逆变器输出电流波形的质量。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。