一种不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略的制作方法

本发明涉及双向无线充电技术领域，特别是涉及不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略。

背景技术：

无线电能传输wpt(wirelesspowertransfer)技术已经在消费电子、生物医疗、电动汽车、自动化设备等领域得到越来越广泛的应用。对于电动汽车而言，使用无线充电技术可以提高充电过程的便利性、安全性和灵活性。在电动汽车无线充电中使用双向wpt技术，可以实现能量的双向传输(电网到汽车，汽车到电网)，是v2g(vehicletogrid)的一种重要实现方式，对实现能量合理、高效调配，提高电网调度的灵活性有着重要意义。

控制对象是双向wpt系统，即能量可以网侧传至车载电池，亦可由车载电池回馈至电网。将某阶段下能量的接收端称为“副边”，将某阶段下能量的发射端称为“原边”。如图1所示以串串谐振拓扑双向wpt系统为例，设系统原边和副边线圈电阻分别为r1、r2，系统谐振角频率为ω，原边和副边线圈互感为m，进行移相控制时，原边和副边h桥中两个桥臂输出脉冲的相位差(内移相角)分别为原边和副边变换器输出电压相位差(外移相角)为θ。设原边和副边直流母线电压分别为udc1、udc2，原边和副边h桥变换器输出电压的基波等效幅值分别为u1、u2。则根据理论推导，在理想谐振状态下，该双向wpt系统输出功率pout和效率η为(令u1/u2＝k)

同时有如下关系：

由以上各式可知，双向wpt系统输出功率由原边和副边内移相角和外移相角θ共同决定，而能量传输效率由原边和副边变换器输出电压基波等效幅值之比和外移相角决定。为使得系统效率最大化，需要将θ控制在90°，并保持u1/u2为最优值(约为)，在此基础上控制和使pout等于输出功率参考值pref，以满足输出功率的要求。

基于上述内容的两种较常见的双向wpt控制方法包括：让副边工作在不控整流状态，调节原边内移相角以保证输出功率，控制框架如图2所示。该方法在理想谐振工况下可以使得θ自然保持90°，但是由于副边内移相角不可控，原边和副边变换器输出电压基波等效幅值之比不能控制在使η为最大时的最优值，且系统轻微失谐时θ会偏移90°，如图3所示，以上两点导致该控制方法难以达到系统最高效率。此外，该方法将无线通信引入控制反馈通路，而现有的无线通讯技术(如蓝牙、zigbee等)存在收发延迟和连接间隔，这会导致输出功率控制中存在严重的非理想问题。以目前市售的某种蓝牙模块为例，最小收发延迟为3ms，连接间隔为7.5ms，图4为采用该模块时的输出功率仿真波形，可以看到，随着通信延迟和间隔增加，输出功率将难以稳定。上述效率和无线通讯方面的不足导致该控制方法难以满足双向wpt系统的需要。

另一种较常用的控制方法将原边内移相角控制为180°，通过调节副边内移相角来控制输出功率，这避免了原边和副边的实时通讯。然而同样无法满足上述最大传输效率的条件，系统效率较低。

另外，双向wpt系统还需要考虑原边和副边控制器晶振频率偏差带来的不利影响。由于原边和副边控制硬件相互独立，加之温飘等非理想因素的影响，原边和副边晶振频率会存在细微差异。一般晶振的精度有0.5ppm，2ppm，5ppm，20ppm，50ppm，100ppm等不同级别(1ppm＝10-6)，若开关频率取为100khz，原边和副边分别选用两块10ppm级别的晶振，最快经过约1s外移相角偏移将累计360o，如果不加以调整，将会导致输出电压无法稳定在给定值，系统效率也难以保证，如图5所示。因此，需要通过外移相角控制进行原边和副边的频率跟踪和相位同步，将外移相角锁定在90°附近，以保证系统的正常运行和较大的传输效率。

因此希望有一种不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略来解决现有技术中存在的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略，通过对双向wpt系统的原边和副边移相角进行协同控制，采用扰动观察等间接方式，实现不依赖于实时无线通讯的原边和副边频率跟踪、相位同步和效率最优控制。

本发明提供一种不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略，所述不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制包括以下步骤：

步骤一：开机后副边变换器进入不控整流模式，在此模式下进行线圈互感辨识并确定外移相角初始值，原边线圈电流有效值为i1，副边直流母线电压为udc2，系统激励角频率为ω，则互感m为

其中udc2通过低速非实时无线通讯告知原边；

步骤二：副边变换器保持不控整流模式，副边电压领先原边90°，在副边捕捉u2的上升沿，并按照与其同步的频率和相位，启动副边h桥的控制，将外移相角初始值确定在90°；

步骤三：副边内移相角进行调节，由输出功率参考值pref和副边直流母线电压测量值udc2计算直流输出电流参考值iref，将iref和直流输出电流测量值idc2的差值输入pi控制器，得到副边内移相角其表达式为：

上式中，kp和ki分别为pi控制器的比例系数和积分系数；

步骤四：原边内移相角通过原边直流母线电压udc1，输出功率参考值pref和系统参数由下式确定，其中

步骤五：进行上述步骤三和步骤四的同时，副边控制器进行外移相角θ调节，采用扰动分析的方法将外移相角θ控制在90°，每隔1个控制周期，根据上一次副边变换器输出电压脉冲相位的调节方向和上一周期的变化情况，调节副边变换器输出电压脉冲相位值。

优选地，所述步骤五调节副边变换器输出电压脉冲相位值的步骤包括：每步之间间隔一个外移相角控制周期t，且外移相角控制周期t时间大于副边内移相角控制的暂态过渡时间，即认为当出现影响输出功率的小扰动时，所述副边控制器在外移相角控制周期t时间内，通过调节使得输出功率重新稳定在参考值。

优选地，所述步骤五调节副边变换器输出电压脉冲相位值的具体步骤还包括以下内容：

①观测所述副边内移相角的值将所述副边变换器输出电压脉冲相位值增加δθ，使得外移相角变为θ⁽¹⁾；

②外移相角控制周期t时间后，所述步骤三中的副边内移相角调节完毕，输出功率稳定在pref，观测所述副边内移相角的值如果则将所述副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之继续将所述副边变换器输出电压脉冲相位值增加δθ，得到θ⁽²⁾；

③观测所述副边内移相角的值如果则将所述副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之将所述副边变换器输出电压脉冲相位值增加δθ，得到θ⁽³⁾；

④循环进行步骤③，当执行第k步时，观测所述副边内移相角的值如果将所述副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之将其增加δθ，得θ^(k)。

本发明公开了一种不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制策略，在不依赖实时无线通讯的条件下，同时进行原边和副边内移相角的控制，不仅满足输出功率要求，还保证原副边变换器输出电压基波等效幅值之比处在使效率达到最高的最优值。同时，该方法还通过扰动观测法调节系统外移相角θ，使其稳定在90°，不受系统失谐和原边和副边控制器晶振频率差的影响，解决了原副边控制信号实时同步的问题，在不增加硬件成本的前提下提升了控制系统的稳定性，同时保证了系统工作在最佳效率工况，本发明包括以下有益效果：

1、通过原边内移相角副边内移相角和原副边外移相角θ共3个控制自由度的协调控制，同时满足了输出功率要求、外移相角保持在90°和原副边变换器输出电压基波等效幅值之比保持最优值等条件，使得系统在满足基本控制功能的前提下具有最大的传输效率。

2、与传统wpt控制策略相比，该方法不依赖于原副边实时无线通讯，仅需低速率非实时的原副边通讯即可达到较好的控制效果，降低了系统成本，提升了系统的可靠性。

3、解决了双向wpt系统中，原边和副边控制器晶振频率偏差所导致的原副边激励频率与相位发生偏移的问题。

附图说明

图1是双向无线电能传输串串谐振系统示意图。

图2是传统的副边不控整流控制方法框图。

图3是副边不控整流控制方法中单边失谐情况相量图。

图4是不同原副边无线通讯收发延迟和连接间隔下的输出功率过渡过程simulink仿真波形。

图5是无相位同步，原边和副边开关频率相差10ppm时wpt系统效率波形。

图6是针对图1的双向无线充电系统的控制方法示意图。

图7是调节外移相角的扰动观测法控制流程。

图8是副边无控整流理想谐振状态下原边和副边的电压与电流相量图。

图9是系统输入功率pin、输出功率pout、原边直流电流i1和副边的直流电流i2的仿真波形。

图10是本发明不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制方法和其它方法效率的对比图。

具体实施方式

为使本发明实施的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行更加详细的描述。在附图中，自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

所述不依赖实时无线通讯的双向无线充电系统的控制包括以下步骤：

1.线圈互感的辨识和外移相角初始值的确定：

上述两个操作在系统开机后，其余步骤开始之前同时执行，这一过程中副边工作在不控整流模式。

对每一次无线充电过程，由于气隙宽度、水平偏移等参数的变化可能导致互感值m的不定，因此系统运行前中还需要对m进行辨识，该过程中副边可工作在不控整流模式，通过系统参数和反馈回控制器的电压、电流值计算出m的大小：

若忽略线圈电阻的影响，上式可近似为

上式中，i1为原边线圈电流有效值，udc2为副边直流母线电压，ω为系统激励角频率，因此互感辨识需要进行一次原副边通信，但这一过程中i1和udc2大小稳定，udc2可以通过低速非实时无线通讯告知原边，不依赖实时通信。

理论分析可知，在理想谐振状态，副边工作在不控整流模式下，副边变换器的输出电压会领先原边变换器的输出电压近似90°(完全谐振时，恰好为90°)，这一工况下的原边和副边电压、电流相量图如图8所示。因此，只需用副边控制器捕捉副边电压的上升/下降沿，并按照与其同步的频率和相位，启动副边h桥的控制，如此即可将外移相角初始值确定在90°附近。

2.原边和副边内移相角控制方法：

整体控制示意图如图6所示。由图6可知，副边内移相角调节中，传感器采集副边的直流电压udc2、直流电流idc2进行输出功率的反馈。其控制目的是通过调节副边内移相角确保输出功率稳定在期望值。上述控制方法下的表达式为

上式中，kp、ki分别为pi控制器的比例、积分系数；

为使得系统效率最大化，原边和副边基波等效电压激励的比例(即u1/u2)应为记为k0。根据对串串谐振的双向wpt系统的建模分析，原边最优内移相角可根据系统参数和输出功率参考值pref直接给定，从而避免了实时通讯：

在对原边内移相角进行控制的过程中，上式表示的运算在原边控制器进行，无需原边和副边通讯，仅需要上位机向原边和副边同时发送pref的信号，运算结束后直接令即可近似满足上文所推导的最大效率要求。根据对原边、副边内移相角控制方法的描述，控制过程均不需要进行原边、副边的实时通讯。

3.外移相角控制和原边和副边相位同步：

理论分析可知，当认为内移相角调节足够快时，副边内移相角对外移相角θ的导数为：

由上式可知，维持输出功率为pref的前提下，外移相角θ小于90°时，副边内移相角随θ增大而减小，当θ大于90°时，副边内移相角随θ增大而增大，故在外移相角为90°时达到最小。基于上述思想，可进行外移相角θ的扰动观测调节。具体步骤如下，其中每步之间间隔一个外移相角控制周期t，且t的选取应远大于副边内移相角控制的暂态过渡时间，即认为当出现影响输出功率的小扰动时，副边控制器可以在t时间内，通过调节使得输出功率重新稳定在参考值：

第一步：观测此刻副边内移相角的值将副边变换器输出电压脉冲相位值增加δθ，使得外移相角变为θ⁽¹⁾，

第二步：t时间后，认为步骤(3)中的副边内移相角调节完毕，输出功率已重新稳定在pref，观测此刻副边内移相角的值如果则将副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之继续将其增加δθ，得到θ⁽²⁾，

第三步：观测此刻副边内移相角的值如果则将副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之将其增加δθ，得到θ⁽³⁾，

第四步：循环进行第三步直到第k步时，观测此刻副边内移相角的值如果将副边变换器输出电压脉冲相位值减小δθ，反之将其增加δθ，得θ^(k)。

为验证本发明的控制效果，在simulink平台搭建双向wpt模型针对上述控制方法进行仿真，用δtw/tw表示原边和副边开关周期的差，即：

各参数列于表1：

表1仿真参数

系统输入功率pin、输出功率pout、原边和副边直流侧电流idc1和idc2的波形如图9所示。图中a-f各阶段下的pref以及δtw/tw列于表2。

表2各阶段的pref以及δtw/tw

由图9、表2可知，使用本发明所述的控制方法时，不仅能够满足输出功率稳定在期望值，且可以通过外移相角调节，补偿原边和副边由于晶振误差导致的开关频率细微差别。图10表示了不同pref下采用发明所述控制方法下δtw/tw分别为10ppm、20ppm和传统副边不控整流方法、定原边内移相角方法的传输效率(不控整流方法中不考虑无线通讯非理想因素)。

由图10可知，采用本文所述的控制方法不但不存在传统方法中的原边和副边无线通讯的问题，在相同pref下传输效率还高于传统方法。此效率提升是因为该控制方法可以满足或近似满足达到最高效率的原边和副边电压等效幅值比例，而在传统的副边不控整流模式下，由于副边等效电压幅值给定(最大值)，所以在输出功率较低情况下偏离达到最大效率的期望幅值更大，故在输出功率较低情况下本文控制方法相比传统方法的效率优势更加明显。

最后需要指出的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制。尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。