本发明涉及一种逆变器效率优化控制方法，特别是一种单相三电平t型逆变器效率优化控制方法。
背景技术：
两电平vsc因其简单、可靠性高等原因已经广泛应用到许多设备上。与两电平相比，多电平变换器因其换相电压只有直流母线电压的一半，可以减小开关损耗和谐波损耗，提高输出电压质量。同时，多电平变换器也造成了系统器件数量增加，而且需要中性点电压平衡控制。三电平t型vsc在低压设备中相比于npc具有诸多优势，其具有低导通损耗和高效率，与两电平vsc相比只需要附加三个隔离门极驱动电源。3电平vsc兼具了两电平和三电平vsc的优势。
除了三电平t型vsc的中性点开关管,单相三电平t型vsc具有与单相两电平半桥vsc相同的电路，主电路都是由两个电容和两个开关管组成，因此单相三电平t型vsc可以作为单相两电平半桥vsc工作。在开关频率和直流母线电压相同的情况下，单相三电平t型vsc的效率由幅值调制比决定。当幅值调制比较小时，单相三电平t型vsc效率由于导通损耗的增加而降低，导通损耗由中性点开关管的占空比决定。因此，相比于单相三电平t型vsc，单相两电平半桥vsc在幅值调制比较低时具有更低的导通损耗。因此在低幅值调制比时，单相三电平t型vsc工作在单相两电平半桥vsc模式下，而在高幅值调制比时，单相三电平t型vsc具有更高的效率。根据实际情况进行控制，可以降低逆变器的总损耗，提高单相三电平t型vsc的工作效率。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是提供一种单相三电平t型逆变器效率优化控制方法，其提高了单相三电平t型vsc的工作效率。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种单相三电平t型逆变器效率优化控制方法，其特征在于包含以下步骤：
步骤一：测量t型逆变器直流侧电压vdc、输出电压vo和电感电流il；
步骤二：忽略单相三电平t型逆变器的开关管s2和s3，将逆变器看作单相两电平半桥vsc，计算开关管的开通损耗、关断损耗和体二极管的反向恢复损耗；
步骤三：计算单相三电平t型vsc的计算开关管的开通损耗、关断损耗和体二极管的反向恢复损耗；
步骤四：计算igbt器件的导通损耗ptr和体二极管导通损耗pd；
步骤五：根据输出电压vo和电感电流il确定逆变器工作模态；
步骤六：计算单相三电平t型vsc的开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p3；忽略中性点开关管s2和s3，将逆变器看作单相两电平半桥vsc，计算其开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p2；
步骤七：比较p2和p3的大小；若p3大于p2，逆变器工作为单相两电平半桥vsc，否则逆变器工作为单相三电平t型vsc。
进一步地，所述步骤二具体为，在所有的工作模态中，开关管s1和开关管s4互补导通，开关损耗包括导通损耗pon2和关断损耗poff2，同时还有二极管反向恢复损耗prr2；
vdc是直流母线电压，vdata是数据手册中参考开关电压，a、b和c都是是常数，在开关管数据手册中a、b由集电极电流方程的igbt开关损耗得到，c由集电极电流方程的二极管反向恢复能量损耗得到。其中，角度
igbt器件的导通损耗ptr和反并联二极管导通损耗pd可以表示为：
ptr＝(vc0+rs|il|)|il|
pd＝(vd0+rd|il|)|il|
其中vc0和vd0是igbt器件的通态饱和电压，电阻rs和rd是通态电阻，可由igbt器件的伏安特性曲线和反并联二极管的数据手册得到。
进一步地，所述步骤三具体为，
在单相三电平t型vsc工作过程中，开关管s1和s3与开关管s2和s4一样都是互补导通；在一个周期内，单相三电平t型vsc的输出电压vo从0到vdc/2，或者从-vdc/2到0；由于开关管在导通和关断时开关管两端电压减小为vdc/2，因此开关管开关损耗相应减小；因此：
进一步地，所述步骤四具体为，
单相两电平半桥vsc开关管由igbt器件和体二极管组成，逆变器的损耗主要由开关损耗和导通损耗组成，开关损耗和导通损耗可以由直流侧电压vdc、输出电压vo和电感电流il得到，根据输出电压和输出电流的方向可以分为四种工作模态。当vo≥0且il≥0时为工作模态2-1；当vo≥0且il≤0时为工作模态2-2；当vo≤0且il≤0时为工作模态2-3；当vo≤0且il≥0时为工作模态2-4；
在单相三电平t型vsc中，根据输出电压和输出电流的方向可以分为四种工作模态。当vo≥0且il≥0时为工作模态3-1；当vo≥0且il≤0时为工作模态3-2；当vo≤0且il≤0时为工作模态3-3；当vo≤0且il≥0时为工作模态3-4；
当vo≥0且il≤0时为工作模态3-2，开关管s1和s3交替工作；开关管s2导通，开关管s1和s2存在二极管导通损耗，开关管s3存在igbt导通损耗；
当vo≥0且il≥0时是模态3-1，开关管状态与3-2相同，二级管损耗发生在开关管s3，igbt导通损耗发生在开关管s1和s2；当vo≤0且il≥0时，模态3-3，开关管s2和s4交替工作；开关管s3导通，二极管导通损耗发生在开关管s3和s4，igbt导通损耗发生在s2；
当vo≤0且il≤0，模态3-4，与模态3-3相同；二极管导通损耗发生在开关管s2，igbt导通损耗发生在开关管s3和s4。
进一步地，所述步骤五具体为，
计算单相三电平t型vsc的开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p3；
在一个控制周期中，总开关损耗是：
psw2＝pon2+poff2+prr2
在一个控制周期内，导通损耗由占空比决定，开关管s1的占空比可以表示为：
由此可得，占空比由输出电压决定；导通损耗在每个工作模态是不同的，在单相两电平半桥vsc中，导通损耗由电流il决定，当电流il≤0的时候，工作在模态2-2或模态2-3，二极管导通损耗发生在开关管s1，igbt导通损耗发生在开关管s4，当电流il≥0的时候，则相反，占空比与模态2-2和模态2-3不同；
pcon2＝d2pd+(1-d2)ptr
pcon2＝d2ptr+(1-d2)pd
p2＝psw2+pcon2
忽略中性点开关管s2和s3，将逆变器看作单相两电平半桥vsc，计算其开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p2；
单相三电平t型vsc的占空比可以表示为：
模态3-1和模态3-3公式：
pcon3＝d3pd+(1-d3)ptr+(1-d3)pd
模态3-2和模态3-4公式：
pcon3＝d3ptr+(1-d3)ptr+(1-d3)pd
因此，总功率损耗：
p3＝psw3+pcon3。
本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明根据逆变器总损耗大小在单相三电平t型电压型变换器与单相两电平半桥电压型变换器之间进行工作状态切换，降低了逆变器的总损耗，提高了单相三电平t型vsc的工作效率。
附图说明
图1是本发明的单相三电平t型逆变器的示意图。
图2是本发明的单相三电平t型逆变器的忽略中间开关管的等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。
如图2所示，单相三电平t型逆变器的忽略中间开关管的等效电路图，即为单相两电平半桥vsc。
单相两电平半桥vsc开关管由igbt器件和体二极管组成，逆变器的损耗主要由开关损耗和导通损耗组成，开关损耗和导通损耗可以由直流侧电压vdc、输出电压vo和电感电流il得到，根据输出电压和输出电流的方向可以分为四种工作模态。当vo≥0且il≥0时为工作模态2-1；当vo≥0且il≤0时为工作模态2-2；当vo≤0且il≤0时为工作模态2-3；当vo≤0且il≥0时为工作模态2-4。
在所有的工作模态中，开关管s1和开关管s4互补导通，开关损耗包括导通损耗pon2和关断损耗poff2，同时还有二极管反向恢复损耗prr2
vdc是直流母线电压，vdata是数据手册中参考开关电压，a、b和c都是是常数，在开关管数据手册中a、b由集电极电流方程的igbt开关损耗得到，c由集电极电流方程的二极管反向恢复能量损耗得到。其中，角度
psw2＝pon2+poff2+prr2(5)
igbt器件的导通损耗ptr和反并联二极管导通损耗pd可以表示为：
ptr＝(vc0+rs|il|)|il|(6)
pd＝(vd0+rd|il|)|il|(7)
其中vc0和vd0是igbt器件的通态饱和电压，电阻rs和rd是通态电阻，可由igbt器件的伏安特性曲线和反并联二极管的数据手册得到。
在一个控制周期内，导通损耗由占空比决定，开关管s1的占空比可以表示为：
由公式(8)可得，占空比由输出电压决定。导通损耗在每个工作模态是不同的。在单相两电平半桥vsc中，导通损耗由电流il决定，当电流il≤0的时候，工作在模态2-2或模态2-3，二极管导通损耗发生在开关管s1，igbt导通损耗发生在开关管s4，当电流il≥0的时候，则相反，占空比与模态2-2和模态2-3不同。
pcon2＝d2pd+(1-d2)ptr(9)
pcon2＝d2ptr+(1-d2)pd(10)
p2＝psw2+pcon2(11)
如图1所示，在单相三电平t型vsc工作过程中，开关管s1和s3与开关管s2和s4一样都是互补导通。在一个周期内，单相三电平t型vsc的输出电压vo从0到vdc/2，或者从-vdc/2到0。由于开关管在导通和关断时开关管两端电压减小为vdc/2，因此开关管开关损耗相应减小。因此：
单相三电平t型vsc的占空比可以表示为：
当电流流过开关管s2和s3时，由于反并联二极管和igbt的导通损耗存在，其导通损耗是单相两电平半桥vsc的两倍。因此，如果开关管s2和s3的导通比足够高，单相三电平t型vsc比单相两电平半桥vsc更高。在单相三电平t型vsc中，根据输出电压和输出电流的方向可以分为四种工作模态。当vo≥0且il≥0时为工作模态3-1；当vo≥0且il≤0时为工作模态3-2；当vo≤0且il≤0时为工作模态3-3；当vo≤0且il≥0时为工作模态3-4。
当vo≥0且il≤0时为工作模态3-2，开关管s1和s3交替工作。开关管s2导通，开关管s1和s2存在二极管导通损耗，开关管s3存在igbt导通损耗。
当vo≥0且il≥0时是模态3-1，开关管状态与3-2相同，二级管损耗发生在开关管s3，igbt导通损耗发生在开关管s1和s2。
当vo≤0且il≥0时，模态3-3，开关管s2和s4交替工作。开关管s3导通，二极管导通损耗发生在开关管s3和s4，igbt导通损耗发生在s2。
当vo≤0且il≤0，模态3-4，与模态3-3相同。二极管导通损耗发生在开关管s2，igbt导通损耗发生在开关管s3和s4。因此：
模态3-1和模态3-3公式：
pcon3＝d3pd+(1-d3)ptr+(1-d3)pd
(16)
模态3-2和模态3-4公式：
pcon3＝d3ptr+(1-d3)ptr+(1-d3)pd
(17)
因此，总功率损耗：
p3＝psw3+pcon3
(18)
本发明提出的策略步骤：
(1)测量直流侧电压vdc、输出电压vo和电感电流il；
(2)计算公式1—4,6-7和12-14。忽略中性点开关管s2和s3，将逆变器看作单相两电平半桥vsc，计算开关管的开通损耗、关断损耗和体二极管的反向恢复损耗。计算单相三电平t型vsc的计算开关管的开通损耗、关断损耗和体二极管的反向恢复损耗。计算igbt器件的导通损耗ptr和体二极管导通损耗pd
(3)根据输出电压vo和电感电流il确定逆变器工作模态；
(4)计算公式5,8-11,15-18。计算单相三电平t型vsc的开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p3。忽略中性点开关管s2和s3，将逆变器看作单相两电平半桥vsc，计算其开关损耗和导通损耗，从而得到其总功率损耗p2；
(5)比较p2和p3的大小。如果p3大于p2，逆变器工作为单相两电平半桥vsc，否则逆变器工作为单相三电平t型vsc。
本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。