适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的制作方法

本发明涉及适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器，属于电力电子技术领域，特别属于直流-交流电能变换技术领域。

背景技术：

近年来，光伏发电系统得到了广泛的应用。并网逆变器作为光伏发电系统的重要组成部分，对系统的效率，成本及可靠性有重要影响。非隔离型单相光伏并网逆变器因具有变换效率高，体积、重量小和成本低的优势得到了广泛的应用。

受光照等因素的影响，不同光伏阵列的电压-电流特性不同。因此需要对不同的光伏阵列分别进行最大功率点跟踪，即分布式最大功率点跟踪以获取更多的能量。传统的两极变换结构，由前级boost变换器和后级降压型逆变器级联组成，得到了广泛的应用。前级boost变换器实现升压和光伏阵列的最大功率点跟踪，后级逆变器控制母线电压和进网电流。为了实现不同光伏阵列的最大功率点跟踪，前级需要多个boost变换器实现分布式最大功率点跟踪。然而，在两级变换结构中，全部功率均要通过两级变换，故系统效率低、体积大、成本高。为了解决两级功率变换的问题，有学者提出了z源逆变器、准z源逆变器，以实现单级功率变换。但受升压能力、调制比等的限制，其并不能取得高的效率。考虑到效率和可靠性，双buck电路因其在这两方面的优势在光伏发电系统中得到了广泛应用。但由于其本质为降压型逆变器，仍不能克服两级功率转换的缺点。

因此，如何解决现有双buck逆变器的两级功率变换并实现多个光伏阵列的分布式最大功率点跟踪成为逆变器技术领域的技术挑战。

技术实现要素：

本发明针对现有技术的不足，提供适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器，用于解决逆变系统对多个光伏阵列进行直流-交流电能变换时存在的技术问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

所述适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器由两个直流输入源(vp～vn)，两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)、两个集成的boost电路(boost-p～boost-n)、两个滤波电感(lp～ln)、两个低频开关管(sp～sn)和直流母线电容(cbus)构成。其中，

所述逆变桥臂-p由第一正开关管(sp1)、第二正开关管(sp2)、第一正二极管(dp1)、第二正二极管(dp2)组成；

所述逆变桥臂-n由第一负开关管(sn1)、第二负开关管(sn2)、第一负二极管(dn1)、第二负二极管(dn2)组成；

所述boost-p由正boost开关管(spb)、正boost二级管(dpb)、正boost滤波电感(lpb)组成；

所述boost-n由负boost开关管(snb)、负boost二级管(dnb)、负boost滤波电感(lnb)组成；

其中，所述正半周直流输入源(vp)的正极连于正boost滤波电感(lpb)的一端和第一正二极管(dp1)的阳级，正boost滤波电感(lpb)的另一端连于正boost二级管(dpb)的阳极和正boost开关管(spb)的集电极，正boost二级管(dpb)的阴极连于第一正开关管(sp1)的集电极、直流母线电容(cbus)的正端、第一负开关管(sn1)的集电极和负boost二级管(dnb)的阴极。第一正开关管(sp1)的发射极连于第一正二极管(dp1)的阴级和第二正开关管(sp2)的集电极，第二正开关管(sp2)的发射极连于正滤波电感(lp)的一端和第二正二极管(dp2)的阴极，正滤波电感(lp)的另一端连于电网(vg)的一端和负低频开关管(sn)的集电极，电网(vg)的另一端连于正低频开关管(sp)的集电极和负滤波电感(ln)的一端，负滤波电感(ln)的另一端连于第二负开关管(sn2)的发射极和第二负二极管(dn2)的阴极，第二负开关管(sn2)的集电极连于第一负开关管(sn1)的发射极和第一负二极管(dn1)的阴极，第一负二极管(dn1)的阳极连于负半周直流输入源(vn)的正极和负boost滤波电感(lnb)的一端，负boost滤波电感(lnb)的另一端连于负boost二级管(dnb)的阳极和负boost开关管(snb)的集电极，负boost开关管(snb)的发射极连于正半周直流输入源(vp)的负极、正boost开关管(spb)的发射极、第二正二极管(dp2)的阳极、负低频开关管(sn)的发射极、正低频开关管(sp)的发射极、第二负二极管(dn2)的阳极和负半周直流输入源(vn)的负极。

基于所述适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的实现两个直流电压源独立控制的控制策略，其特征在于：

(1)包含boost-p控制器、boost-n控制器和逆变器控制器三个控制器。boost-p和boost-n控制器分别实现正半周直流输入源(vp)和负半周直流输入源(vn)的最大功率点跟踪。逆变器控制器实现直流母线电压和并网电流的控制。三个控制器的输出分别为为boost-p、boost-n的控制信号vcbp、vcbn和逆变器正半周的控制信号vcp。对vcp取反得到逆变器负半周的控制信号vcn。

(2)逆变桥臂-p和逆变桥臂-n的工作原理及控制策略类似，这里仅对逆变桥臂-p进行说明。在电网电压(vg)的正半周，逆变桥臂-p工作，正低频开关管(sp)保持导通，逆变桥臂-p包含三种工作模态：正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态、直流母线(vbus)单独供电模态。从减小功率转换级数的角度来看，正半周直流输入源(vp)单独供电模态最优，正半周直流输入源(vp)直接经逆变器将能量供给电网(vg)，为单级功率转换；直流母线(vbus)单独供电模态最差，功率转换均为两级转换；正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态介于前两者之间。由于逆变桥臂-p为降压型桥臂，故正半周直流输入源(vp)单独供电模态只适用于vg＜vp的区间。当vg＞vp时，应当引入正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态。这种在电网电压(vg)正半周，由正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态两种模态组成的模式为模式一，该模式为功率转换级数最少的模式。但当正半周直流输入源(vp)的功率较小，不足以提供模式一所需功率时，就需要引入直流母线(vbus)单独供电模态。当仅在vg＞vp对应区间引入直流母线(vbus)单独供电模态时，电网(vg)正半周由正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态、直流母线(vbus)单独供电模态三种模态组成，这种模式为模式二。当引入直流母线(vbus)单独供电模态的区间扩大至vg＜vp时，电网(vg)正半周由正半周直流输入源(vp)单独供电模态和直流母线(vbus)单独供电模态两种模态组成，这种模式为模式三。当直流母线(vbus)单独供电模态的区间扩大至整个电网电压(vg)的正半周时的工作模式为模式四。

用于产生直流母线(vbus)单独供电模态工作区间的模态载波vt_mode为负的低频三角载波信号，其频率为电网电压(vg)频率的两倍。当逆变桥臂-p工作于模式一时，boost-p的控制信号vcbp＞0，与载波vt_boost比较得到正boost开关管(spb)的驱动信号，boost-p正常工作，但与模态载波vt_mode无交截，故没有引入直流母线(vbus)单独供电模态；当控制信号vcbp＜0，说明正半周直流输入源(vp)的功率较小，不足以提供模式一所需功率。此时，正boost开关管(spb)保持关断，boost-p停止工作，但vcbp与模态载波vt_mode有交截。vt_mode＞vcbp对应的区间为引入直流母线(vbus)单独供电模态的区间，vcbp越小，直流母线(vbus)单独供电模态的区间越大。

(3)当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)单独供电模态，第一正开关管(sp1)保持关断，第二正开关管(sp2)高频开关。该模态下用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的控制信号为vc_vp。当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态，第一正开关管(sp1)保持导通，第二正开关管(sp2)高频开关。该模态下用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的控制信号为vcp。当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态，第二正开关管(sp2)保持导通，第一正开关管(sp1)高频开关。用于产生第一正开关管(sp1)驱动信号的调制波为vc_di。三种模态下，相应的调制波与输出电压(vg)之间满足：

其中，vt为逆变器的逆变桥臂的高频三角载波vt_inv的幅值。

当逆变桥臂-p工作于模式二时，需要在正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态与直流母线(vbus)单独供电模态之间切换；当逆变桥臂-p工作于模式三时，需要在正半周直流输入源(vp)单独供电模态与直流母线(vbus)单独供电模态之间切换。为保证逆变桥臂-p在上述两种情况下模态之间的平滑切换，三种模式的直流增益相等，即：

因此，调制波vc_vp、vc_di与vcp之间应满足：

也就是说，应根据正半周直流输入源(vp)的值，按照公式(5)和(6)对vcp进行调整，以得到调制波vc_vp和vc_di。

(4)将是否需要引入直流母线(vbus)单独供电模态用m表示。m＝1表示相应区间工作在直流母线(vbus)单独供电模态，m＝0表示相应区间不工作在直流母线(vbus)单独供电模态。对于第二正开关管(sp2)，当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)时，调制波为vc_vp，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp2_vp；当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时，调制波vcp，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp2_vbus。因此，第二正开关管(sp2)的驱动信号应满足：

对于第一正开关管(sp1)，当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态时，调制波为vc_di，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp1_di；当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时，第一正开关管(sp1)保持导通状态。因此，第一正开关管(sp1)的驱动信号应满足：

vgsp1＝vgsp1_di∨m(8)

有益效果：

(1)本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器较传统两级逆变系统相比，只有一少部分功率需要经过两个集成的boost电路(boost-p～boost-n)，大部分功率由两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)直接传递到电网(vg)，降低了boost电路的损耗和成本，减小了系统功率变换的级数，提高了系统的效率；

(2)本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器中的两个直流输入源(vp～vn)可以宽范围变化，并可以实现两路光伏阵列的最大功率点跟踪；

(3)本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器中的两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)保持了传统双buck逆变器桥臂的优点，无直通风险，可靠性高；利用二极管实现电感电流续流，电流无需流过开关管的体二极管，避免了开关管体二极管反向恢复带来的不利影响，效率高；

(4)本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)中的开关管和和二极管、以及两个低频开关管(sp～sn)的电压被输入或输出电压钳位，电压应力低，因此可以选用导通和开关性能更好的开关管和二极管，有利于提高变换器效率和降低变换器成本；

(5)本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器可在桥臂中点产生多种电平，有助于开关损耗和滤波器体积的减小。

附图说明

附图1是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的电路原理图；

附图2是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的控制框图；

附图3是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于模式一的调制波形图；

附图4是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于模式二的调制波形图；

附图5是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于模式三的调制波形图；

附图6是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于模式四的调制波形图；

附图7是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p的pwm调制实现框图；

附图8是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)单独供电模态的两种状态图；

附图9是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的逆变桥臂-p工作于直流母线vbus单独供电模态的两种状态图；

附图10是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器工作于模式一的实验结果图；

附图11是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器工作于模式二的实验结果图；

附图12是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器工作于模式三的实验结果图；

附图13是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器工作于模式四的实验结果图；

附图14是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器从启动到稳态的实验结果图。

附图15(a)和附图15(b)是本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器与传统boost级联双buck两级逆变器的效率对比结果图。

以上附图中的符号名称：vp和ip分别为正半周直流输入源(vp)的采样电压和采样电流，vn和in分别为负半周直流输入源(vn)的采样电压和采样电流，vrp和vrn分别为boost-p和boost-n最大功率点跟踪算法计算得到的基准电压值，vref_bus和vbus分别为直流母线电压(vbus)的基准值和采样值，iref和ig分别为电网电流的基准值和采样值，vt_boost为boost电路的三角载波，vtmode为用于产生直流母线(vbus)单独供电模态工作区间的模态载波，vt_inv为两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)的三角载波，vc_vp为逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)单独供电模态时用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的调制波，vcp为逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的调制波，vc_di为逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态时产生第一正开关管(sp1)驱动信号的调制波，vgsp1、vgsp2和vgsp分别为第一正开关管(sp1)、第二正开关管(sp2)和正低频开关管(sp)的驱动信号，va为滤波电感lp左端对地的电压。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明。

所述适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器由两个直流输入源(vp～vn)，两个逆变桥臂(逆变桥臂-p～逆变桥臂-n)、两个集成的boost电路(boost-p～boost-n)、两个滤波电感(lp～ln)、两个低频开关管(sp～sn)和直流母线电容(cbus)构成。其中，

所述逆变桥臂-p由第一正开关管(sp1)、第二正开关管(sp2)、第一正二极管(dp1)、第二正二极管(dp2)组成；

所述逆变桥臂-n由第一负开关管(sn1)、第二负开关管(sn2)、第一负二极管(dn1)、第二负二极管(dn2)组成；

所述boost-p由正boost开关管(spb)、正boost二级管(dpb)、正boost滤波电感(lpb)组成；

所述boost-n由负boost开关管(snb)、负boost二级管(dnb)、负boost滤波电感(lnb)组成；

其中，所述正半周直流输入源(vp)的正极连于正boost滤波电感(lpb)的一端和第一正二极管(dp1)的阳级，正boost滤波电感(lpb)的另一端连于正boost二级管(dpb)的阳极和正boost开关管(spb)的集电极，正boost二级管(dpb)的阴极连于第一正开关管(sp1)的集电极、直流母线电容(cbus)的正端、第一负开关管(sn1)的集电极和负boost二级管(dnb)的阴极。第一正开关管(sp1)的发射极连于第一正二极管(dp1)的阴级和第二正开关管(sp2)的集电极，第二正开关管(sp2)的发射极连于正滤波电感(lp)的一端和第二正二极管(dp2)的阴极，正滤波电感(lp)的另一端连于电网(vg)的一端和负低频开关管(sn)的集电极，电网(vg)的另一端连于正低频开关管(sp)的集电极和负滤波电感(ln)的一端，负滤波电感(ln)的另一端连于第二负开关管(sn2)的发射极和第二负二极管(dn2)的阴极，第二负开关管(sn2)的集电极连于第一负开关管(sn1)的发射极和第一负二极管(dn1)的阴极，第一负二极管(dn1)的阳极连于负半周直流输入源(vn)的正极和负boost滤波电感(lnb)的一端，负boost滤波电感(lnb)的另一端连于负boost二级管(dnb)的阳极和负boost开关管(snb)的集电极，负boost开关管(snb)的发射极连于正半周直流输入源(vp)的负极、正boost开关管(spb)的发射极、第二正二极管(dp2)的阳极、负低频开关管(sn)的发射极、正低频开关管(sp)的发射极、第二负二极管(dn2)的阳极和负半周直流输入源(vn)的负极。

基于所述适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的实现两个直流电压源独立控制的控制策略，其特征在于：

(1)包含boost-p控制器、boost-n控制器和逆变器控制器三个控制器。boost-p和boost-n控制器分别实现正半周直流输入源(vp)和负半周直流输入源(vn)的最大功率点跟踪。逆变器控制器实现直流母线电压和并网电流的控制。三个控制器的输出分别为为boost-p、boost-n的控制信号vcbp、vcbn和逆变器正半周的控制信号vcp。对vcp取反得到逆变器负半周的控制信号vcn。

(2)逆变桥臂-p和逆变桥臂-n的工作原理及控制策略类似，这里仅对逆变桥臂-p进行说明。在电网电压(vg)的正半周，逆变桥臂-p工作，正低频开关管(sp)保持导通，逆变桥臂-p包含三种工作模态：正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态、直流母线(vbus)单独供电模态。从减小功率转换级数的角度来看，正半周直流输入源(vp)单独供电模态最优，正半周直流输入源(vp)直接经逆变器将能量供给电网(vg)，为单级功率转换；直流母线(vbus)单独供电模态最差，功率转换均为两级转换；正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态介于前两者之间。由于逆变桥臂-p为降压型桥臂，故正半周直流输入源(vp)单独供电模态只适用于vg＜vp的区间。当vg＞vp时，应当引入正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态。这种在电网电压(vg)正半周，由正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态两种模态组成的模式为模式一，该模式为功率转换级数最少的模式。但当正半周直流输入源(vp)的功率较小，不足以提供模式一所需功率时，就需要引入直流母线(vbus)单独供电模态。当仅在vg＞vp对应区间引入直流母线(vbus)单独供电模态时，电网(vg)正半周由正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态、直流母线(vbus)单独供电模态三种模态组成，这种模式为模式二。当引入直流母线(vbus)单独供电模态的区间扩大至vg＜vp时，电网(vg)正半周由正半周直流输入源(vp)单独供电模态和直流母线(vbus)单独供电模态两种模态组成，这种模式为模式三。当直流母线(vbus)单独供电模态的区间扩大至整个电网电压(vg)的正半周时的工作模式为模式四。

用于产生直流母线(vbus)单独供电模态工作区间的模态载波vt_mode为负的低频三角载波信号，其频率为电网电压(vg)频率的两倍。当逆变桥臂-p工作于模式一时，boost-p的控制信号vcbp＞0，与载波vt_boost比较得到正boost开关管(spb)的驱动信号，boost-p正常工作，但与模态载波vt_mode无交截，故没有引入直流母线(vbus)单独供电模态；当控制信号vcbp＜0，说明正半周直流输入源(vp)的功率较小，不足以提供模式一所需功率。此时，正boost开关管(spb)保持关断，boost-p停止工作，但vcbp与模态载波vt_mode有交截。vt_mode＞vcbp对应的区间为引入直流母线(vbus)单独供电模态的区间，vcbp越小，直流母线(vbus)单独供电模态的区间越大。

(3)当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)单独供电模态，第一正开关管(sp1)保持关断，第二正开关管(sp2)高频开关。该模态下用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的控制信号为vc_vp。当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态，第一正开关管(sp1)保持导通，第二正开关管(sp2)高频开关。该模态下用于产生第二正开关管(sp2)驱动信号的控制信号为vcp。当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态，第二正开关管(sp2)保持导通，第一正开关管(sp1)高频开关。用于产生第一正开关管(sp1)驱动信号的调制波为vc_di。三种模态下，相应的调制波与输出电压(vg)之间满足：

其中，vt为逆变器的逆变桥臂的高频三角载波vt_inv的幅值。

当逆变桥臂-p工作于模式二时，需要在正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态与直流母线(vbus)单独供电模态之间切换；当逆变桥臂-p工作于模式三时，需要在正半周直流输入源(vp)单独供电模态与直流母线(vbus)单独供电模态之间切换。为保证逆变桥臂-p在上述两种情况下模态之间的平滑切换，三种模式的直流增益相等，即：

因此，调制波vc_vp、vc_di与vcp之间应满足：

也就是说，应根据正半周直流输入源(vp)的值，按照公式(5)和(6)对vcp进行调整，以得到调制波vc_vp和vc_di。

(4)将是否需要引入直流母线(vbus)单独供电模态用m表示。m＝1表示相应区间工作在直流母线(vbus)单独供电模态，m＝0表示相应区间不工作在直流母线(vbus)单独供电模态。对于第二正开关管(sp2)，当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)时，调制波为vc_vp，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp2_vp；当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时，调制波vcp，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp2_vbus。因此，第二正开关管(sp2)的驱动信号应满足：

对于第一正开关管(sp1)，当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态时，调制波为vc_di，与三角载波vt_inv比较产生的驱动信号为vgsp1_di；当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时，第一正开关管(sp1)保持导通状态。因此，第一正开关管(sp1)的驱动信号应满足：

vgsp1＝vgsp1_di∨m(16)

本发明在具体实施时，所有开关管选用带有寄生体二极管的绝缘栅双极型晶体管(igbt)器件或金属-氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)

下面结合具体的实施实例对本发明工作原理及其控制策略做进一步说明。

对于本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器，两个集成的boost电路(boost-p～boost-n)的工作原理与通常两级变换器中的boost电路一样，故重点对逆变桥臂的工作原理进行分析说明。由于逆变桥臂-p和逆变桥臂-n的工作原理类似，这里以逆变桥臂-p的工作原理为例进行说明。

在输出电压(vg)的正半周，逆变桥臂-p工作，正低频开关管(sp)保持导通，逆变桥臂-p包含三种工作模态：正半周直流输入源(vp)单独供电模态、正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态、直流母线(vbus)单独供电模态。

当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)单独供电模态时，第一正开关管(sp1)保持关断，第二正开关管(sp2)高频开关。当第二正开关管(sp2)导通时，等效电路如附图8(a)所示，正半周直流输入源(vp)单独供电，电压va等于vp；当第二正开关管(sp2)关断时，等效电路如附图8(b)所示，正半周直流输入源(vp)不供电，电压va等于0(即续流状态)。

当逆变桥臂-p工作于直流母线(vbus)单独供电模态时，第一正开关管(sp1)保持导通，第二正开关管(sp2)高频开关。当第二正开关管(sp2)导通时，等效电路如附图9(a)所示，直流母线(vbus)单独供电，电压va等于vbus；当第二正开关管(sp2)关断时，等效电路如附图9(b)所示，直流母线(vbus)不供电，电压va等于0(即续流状态)。

当逆变桥臂-p工作于正半周直流输入源(vp)和直流母线(vbus)共同供电模态时，第二正开关管(sp2)保持导通，第一正开关管(sp1)高频开关。当第一正开关管(sp1)导通时，直流母线(vbus)供电，等效电路如附图9(a)所示，电压va等于vbus；当第一正开关管(sp1)关断时，等效电路如附图8(a)所示，正半周直流输入源(vp)供电，电压va等于vp。

从上述分析可以看出，本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器在电网电压(vg)的正半周能够在桥臂中点产生三种电平：vbus、vp和0，可有效减小开关损耗和滤波器体积。

附图10～附图13为本发明工作于模式一至模式四的稳态实验结果，附图14为本发明从启动到稳态的动态实验结果，均与前述分析一致。附图15为本发明与传统boost级联双buck两级逆变系统的效率对比。实验结果表明，当本发明工作于两级转换能量最少的的模式一时，效率最高；当本发明工作于两级转换能量最多的模式四时，效率低于模式一，但仍高于传统的boost级联双buck两级逆变系统。以上实验结果证明了本发明适用于分布式光伏并网系统的高能效双输入逆变器的的正确性及有效性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。