共直流母线开绕组永磁同步电机转子位置辨识方法与流程

本发明涉及共直流母线开绕组永磁同步电机转子位置辨识方法，属于电机控制领域。

背景技术：

永磁同步电机具有高转矩、高功率密度、高效率和运行性能优良的优点，在电动汽车、风电和伺服领域得到广泛应用。而共直流母线开绕组永磁同步电机除了具有永磁同步电机的优点外，还包括控制灵活，母线电压利用率高，容错能力强等优势。为了充分利用共直流母线开绕组永磁同步电机，实现电机驱动系统高精度、高性能的矢量控制，必须准确获取转子的位置信息，通常采用机械位置传感器或无传感器算法来检测位置。但是机械传感器增加了系统重量和成本，降低了可靠性。因此，共直流母线开绕组永磁同步电机转子无传感器位置辨识是一项重要且亟待解决的技术。

开绕组永磁同步电机是将传统y型连接电机绕组的中性点打开，连接到两台变流器的拓扑结构，而共直流母线结构的开绕组永磁同步电机提供了零序电流通路，因此零序电流可以存在于电机绕组中。而零序电流又与电机转子位置有关，因此可以用于位置估计。

2011年ieee文献“positionsensorlesscontrolofpmsynchronousmotorsbasedonzero-sequencecarrierinjection”(“基于零序载波注入的永磁同步电机无传感器控制”——2011年ieee工业电子期刊)，在零轴上注入电压信号的基础上，通过采样得到的电流估计电机转子位置，动态性能好，信噪比高，但是需要在特定时刻进行采样，算法较为复杂。

2016年ieee文献“novelsquare-wavesignalinjectionmethodusingzero-sequencevoltageforsensorlesscontrolofpmsmdrivers”(“基于新型方波信号注入的永磁同步电机零序电压无传感器驱动控制”——2016年ieee工业电子期刊)，通过注入方波电压信号，然后解调检测零序电压提取出转子位置信号。该方法可以注入非常高的频率，拥有较大的系统带宽，也不需要微分运算，稳定性更好，但是该方法在检测零序电压的时候引入了额外的零序电压检测电路，可靠性变差，难以工程应用。

2016年ieee文献“anovelzero-sequencemodel-basedsensorlessmethodforopen-windingpmsmwithcommondcbus”(“基于零序电流模型的共直流母线开绕组永磁同步电机无传感器方法”——2016年ieee工业电子期刊)，通过检测零序电压信号，通过零序电流方程计算出零序电流，然后解调零序电流实现转子位置估计。该方法避免了使用零序电压检测电路，提高了可靠性，但是该方法使用基于零序电流模型方法计算零序电流，因此对电机参数要求较高，鲁棒性差。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题为针对现有共直流母线开绕组永磁同步电机转子位置辨识中存在的可靠性差、工程实用性差和抗干扰能力弱的问题，提供了一种共直流母线开绕组永磁同步电机转子位置辨识方法，采样得到三相绕组电流ia、ib和ic，经过信号处理得到位置偏差信号ε，最后通过锁相环pll计算出转子估计位置

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为一种共直流母线开绕组永磁同步电机转子位置辨识方法，在电机正常工作情况下，电流传感器采样得到三相绕组电流ia、ib和ic，然后计算出零序电流i0，最后从零序电流中提取转子估计位置包括以下步骤：

步骤1，电流传感器采样电机三相绕组电流ia、ib和ic，计算零序电流i0，其计算式如下：

步骤2，根据步骤1得到的零序电流i0，通过带有锁频环的广义二阶积分器得到目标电流i0^*、正交电流iq0^*及当前周期电机转速估计值

步骤3，根据步骤2得到的目标电流i0^*和正交电流iq0^*，通过外差法的方式提取位置偏差信号ε；

步骤4，根据步骤3得到的位置偏差信号ε，通过锁相环pll得到电机当前周期转子位置估计值

步骤5，根据步骤4得到的当前周期转子位置估计值计算得到转子估计位置

优选地，步骤2所述通过带有锁频环的广义二阶积分器得到目标电流i0^*、正交电流iq0^*及当前周期电机转速估计值的步骤如下：

步骤2.1，将零序电流i0和上一周期目标电流i0'作差处理得到电流差值信号εi，计算公式如下：

εi＝i0-i0′

步骤2.2，将步骤2.1得到的电流差值信号εi乘以上一周期正交电流iq0'和锁频环增益系数-γ得到转速加速度信号εγ，表达式如下：

εγ＝εi×iq0′×(-γ)

将εγ通过积分器得到当前周期电机转速估计值表达式如下：

其中，t为时间信号,c为积分器初始值；

步骤2.3，将步骤2.1得到的电流差值信号εi乘以系数k，减去上一周期正交电流iq0'，得到正交电流差值信号εqi，表达式如下：

εqi＝k×εi-iq0′

将正交电流差值信号εqi乘以上一周期电机转速估计值并将得到的结果作为积分器的输入，得到目标电流i0^*，表达式如下：

步骤2.4，将步骤2.3得到的目标电流i0^*乘以上一周期电机转速估计值并将得到的结果作为积分器的输入，得到正交电流iq0^*，表达式如下：

步骤2.1～步骤2.4中所述的积分器为带有锁频环的广义二阶积分器，积分器gi(s)的表达式为：s为拉普拉斯算子。

优选地，步骤3所述通过外差法的方式提取位置偏差信号ε的计算式如下：

其中，为上一周期转子位置估计值，lpf是低通滤波器的表达式，式中，s为拉普拉斯算子，ξ为阻尼比，g0为低通滤波器增益，ωn为自然频率。

优选地，步骤4所述通过锁相环pll得到电机当前周期转子位置估计值的步骤如下：

步骤4.1，调节pi控制器的参数使得位置偏差信号ε收敛到0，其输出即为电机转速差值信号δω，pi控制器gpi(s)的表达式如下：

其中，s为拉普拉斯算子，kp为pi控制器比例项系数，ki为pi控制器积分项系数；

步骤4.2，将步骤4.1得到的电机转速差值信号δω加上当前周期电机转速估计值得到电机真实转速ω，表达式如下：

将电机真实转速ω作为积分器的输入，积分器的输出即为电机当前周期转子位置估计值

所述的积分器为带有锁频环的广义二阶积分器，积分器gi(s)的表达式为：

与现有技术相比，本发明专利的有益效果如下：

1)无需外加零序电压检测电路，降低了成本，提高了可靠性。

2)直接采样零序电流而非根据零序电压方程，受电机参数变化不敏感，鲁棒性更高。

附图说明

图1为本发明辨识方法的实施流程图。

图2为本发明辨识方法的信号处理流程图。

图3为本发明方法的电路原理图。

图4为电机三相静止坐标系、两相静止坐标系和同步旋转坐标系示意图。

图5为基于零序电流的无传感器控制仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图，来说明本发明的具体实施方式。

图1为本发明辨识方法流程图，由图1可见，本发明辨识方法包括以下步骤：

步骤1，电流传感器采样电机三相绕组电流ia、ib和ic，计算零序电流i0，其计算式如下；

步骤2，根据步骤1得到的零序电流i0，通过带有锁频环的广义二阶积分器得到目标电流i0^*和正交电流iq0^*，以及当前周期电机转速估计值

步骤2.1，将零序电流i0和上一周期目标电流i0'作差处理得到电流差值信号εi，计算公式如下：

εi＝i0-i0′

步骤2.2，将步骤2.1得到的电流差值信号εi乘以上一周期正交电流iq0'和锁频环增益系数-γ得到转速加速度信号εγ，表达式如下：

εγ＝εi×iq0′×(-γ)

将εγ通过积分器得到当前周期电机转速估计值表示如下：

其中，t为时间信号，c为积分器初始值。在本实施例中，c＝30。

步骤2.3，将步骤2.1得到的电流差值信号εi乘以系数k，减去上一周期正交电流iq0'，得到正交电流差值信号εqi，表达式如下：

εqi＝k×εi-iq0′

在本实施例中，系数k＝1.5。

然后将正交电流差值信号εqi乘以上一周期电机转速估计值得到的结果作为积分器的输入，得到目标电流i0^*，表达式如下：

步骤2.4，将步骤2.3得到的目标电流i0^*乘以上一周期电机转速估计值将输出结果作为积分器输入，得到正交电流iq0^*，表示如下：

步骤2.1～步骤2.4中所述的积分器为带有锁频环的广义二阶积分器，积分器gi(s)的表达式为：s为拉普拉斯算子。

步骤3，根据步骤2得到的目标电流i0^*和正交电流iq0^*通过外差法的方式提取位置偏差信号ε。

步骤3.1，将步骤2得到的目标电流i0^*和正交电流iq0^*分别乘以和作差之后通过低通滤波器lpf即得到位置偏差信号ε，计算公式如下：

其中，为上一周期转子位置估计值，lpf是低通滤波器的表达式，式中，s为拉普拉斯算子，ξ为阻尼比，g0为滤波器增益，ωn为自然频率。在本实施例中，自然频率ωn＝314rad/s，阻尼比ξ＝0.707，滤波器增益g0＝1。

步骤4，根据步骤3得到的位置偏差信号ε，通过锁相环pll得到电机当前周期转子位置估计值

步骤4.1，调节pi控制器的参数使得位置偏差信号ε收敛到0，其输出即为电机转速差值信号δω，pi控制器gpi(s)的表达式如下：

其中，s为拉普拉斯算子，kp为比例项系数，ki为积分项系数。在本实施例中，比例项系数kp＝5，积分项系数ki＝100。

步骤4.2，将步骤4.1得到的转速差值δω加上当前周期电机转速估计值得到电机真实转速ω，表示如下：

将电机真实转速ω作为积分器的输入，积分器的输出即为电机当前周期转子位置估计值

所述的积分器为带有锁频环的广义二阶积分器，积分器gi(s)的表达式为：

步骤5，将步骤4得到的电机当前周期转子位置估计值计算出转子估计位置计算公式如下：

图2为本发明辨识方法的信号处理流程图，步骤2-5中的具体流程可见图2。

图3为本发明方法的电路原理图：三个电流传感器采样定子a、b、c三相电流，得到三相绕组电流ia、ib和ic，一方面经过无传感器控制算法得到当前周期转子位置估计值另一方面经过3s/2r变换到dq轴同步旋转坐标系，得到dq轴电流和坐标变换角为上一周期转子位置估计值然后将dq轴电流参考信号idref、iqref分别与dq轴电流和作差，之后通过pi控制器得到dq轴电压信号ud和uq，然后经过电压分配得到dq轴电压信号udq1和udq2，坐标变换角为上一周期转子位置估计值最后经过2r/2s变换得到静止坐标系αβ轴电压uαβ1、uaβ2，坐标变换角为上一周期转子位置估计值uαβ1和uaβ2经过空间矢量调制svpwm产生开关信号svpwm1和svpwm2驱动电压源型逆变器vsi，直流侧电压udc经过逆变产生交流电压vabc1和vabc2控制共直流母线开绕组永磁同步电机oew-pmsm。具体见图3。

坐标变换关系参见图4所示，以电机定子绕组a相、b相和c相为轴线建立三相静止坐标系。规定a相轴线为零位参考轴，并以此轴为α轴，沿逆时针方向超前90°为β轴，建立两相静止坐标系。取永磁体励磁磁场轴线为d轴，沿逆时针方向超前90°为q轴，建立两相旋转坐标系。d轴与α轴的夹角为转子位置估计值，采用本发明方法辨识结果为

注意事项：本发明中提及的所有角度均为电角度。

图5是本发明方法的无传感器算法辨识位置波形图，电机参数为：功率10kw，极对数2，额定转速1500rpm，开关频率8.4khz，定子电阻0.433ω，d轴电感6.08mh，q轴电感21.36mh，永磁体磁链ψf＝0.78wb。电机转速从1300转每次加100转直至加到1600转，从图中可以看到得到的目标电流i0^*和正交电流iq0^*相差90°，为正交状态。估计转速也基本上能跟踪到真实转速，估计位置也能跟踪到真实位置，误差保持在25°左右，验证了方法的可行性。