具有带有不同的参数组的调节器的DC-DC转换器的制作方法

由于法律规定变得越来越严格，越来越多的电子设备具有以下装置：所述装置对所吸收的电网电流在其所包含的谐波方面进行优化。常规的结构型式的开关电源件通常具有整流器和平滑电容器。仅仅当正弦形的电网电压的瞬时值上升超出平滑电容器的dc电位时，才在负荷时对所述平滑电容器充电。后果是仅仅短暂的电流脉冲，所述电流脉冲又给电容器充电。该电流变化过程的傅立叶分析通常显示出大量的谐波。根据适用的标准，由此可能使准许或者认证变得困难或者准许或者认证是不可能的。

背景技术

从de102010063126a1已知，为了通过例如公共电网给混合动力车辆的或者电动车的车辆高压电池充电，需要充电设备。已知的用于车辆高压电池的充电设备大多由具有电网滤波器的整流器、功率因子校正电路以及电位隔离设备组成。

技术实现要素：

在本发明的框架下，提出一种根据本发明的用于将输入电压转换成dc输出电压的转换器。从另外的构型、随后的说明书以及附图得出本发明的优选的或者有利的实施方式以及其他的发明类别。优选地，dc输入电压的电压在时间上几乎恒定。优选地，dc输入电压涉及直流电压，所述直流电压由正弦形的交变电压通过整流和接着的平滑如此产生，使得电压在时间上几乎恒定。替代地，dc输入电压涉及脉动的直流电压，所述直流电压由正弦形的交变电压通过整流、例如借助桥开关在不进行接着的平滑或者仅仅进行小的紧接着的平滑的情况下产生。

转换器包含用于将dc输出电压朝期望值调节的调节器。调节器包含确定其调节行为的参数组。转换器包含用于求取转换器的至少一个特征参量的至少一个特征值的测量模块。

转换器包含用于调节器的可更换的至少两个参数组。所述参数组中的一个相应的参数组可在调节器中激活并且在运行中是激活的。参数组中的第一个相比参数组中的第二个具有在输出电压方面更慢的调节行为。转换器包含用于更换和激活在调节器中的所述参数组中的一个相应的参数组的控制模块。在这里，更换和激活根据特征参量中的至少一个或者相应的特征参量的相应的不同的特征值进行。

因此，可以从较慢的参数组出发并且在必要时(通过特征参量或者特征值表明)切换到具有较快的调节行为的参数组上，以便防止输出电压的过度的上升或下降或者更快速地对抗该上升或下降。在此，忍受功率因子的短暂变差。相应的切换可以快速和简单地实现。常规的或者已设立的调节方案可以分别单独地——以调节参数的相应的组的形式——保留。不必创造一种自身新的、高级的调节方案，而是仅仅必须在常规的调节方案之间切换。

在参数组的切换之间尤其设置用于特征值的滞后，从而在特征值在极限值附近时防止较快的和较慢的参数组的持续的来回切换。

特征值尤其为特征参量的分别在时间上最新的值。因此，在转换器中的调节器的最新的匹配通过对当前的特征值的实时反应来实现，以便尤其对作为特征值的输出电压的当前的电压值作出反应。

在一种优选的实施方式中，特征参量为dc输出电压和/或时间或者时间段和/或通过转换器输送的功率或者其在时间上的变化速率。因此，可以借助于控制模块使当前的参数组的选择遵循决定性地确定转换器的特性的特征参量或者取决于所述特征参量。

在该实施方式的一种优选的变型方案中，当输出电压位于公差范围之外或者离开该公差范围和/或当功率的单位时间变化速率超过一极限值时，(从现在激活的较慢的参数组出发)激活较快的参数组。恰好当输出电压偏离期望值或者公差范围该期望值时，快速的调节是重要的，以便又将输出电压朝其期望值调节。在快速的负载或者功率变化时，即当单位时间功率变化超过一定的极限值(例如功率在10ms至50ms之内加倍或者减半)时，存在用于输出电压的崩溃(einbrechen)或者超调的特别的危险。在这些情况下，输出电压的快速匹配是必要的或者可能变得必需，这可以根据较快速的调节来实现。

在该实施方式的一种优选的变型方案中，当输出电压位于公差范围之内或者进入该公差范围中时和/或当功率的单位时间变化速率不超过或者低于一个极限值时和/或当在较快的参数组激活之后一时间间隔结束时，(从现在激活的较快的参数组出发)激活较慢的参数组。根据以上，在电压在期望电压附近或者功率仅仅缓慢地变化的情况下不再预期输出电压的超调或崩溃，从而在功率因子改善的情况下又能够实现或者力求较慢的调节。主要可以通过限制较快的调节(和由此较差的功率因子)的持续时间来使在时间上平均的功率因子保持得高，从而在所有运行条件下可以遵循确定的标准极限值。

在一种优选的实施方式中，调节器具有用于由转换器吸收的电流的电流值的内部子调节器和用于dc输出电压的电压值的外部子调节器。尤其仅仅可以更换外部子调节器的参数组。

因此，调节器具有外部调节环(具有外部子调节器)和在所述外部调节环内部的、包含在外部调节环中的内部调节环(具有内部子调节器)。

可更换的参数组为外部子调节器的或者外部调节环的参数组。该实施方式相应于用于dc-dc转换器的广泛流行的调节器结构。因此，本发明适合用于该广泛流行的转换器方案。

因此，本发明此外特别有效地作用于dc-dc转换器的对于输出电压最关键的点上，即作用在电流调节上，其方式是，电压调节借助分别在当前符合需要的参数组来实现。

在一种优选的实施方式中，转换器包含用于参数组的存储器。因此，必要时可以快速地调取参数组并且所述参数组在调节器中立即可用。

在该实施方式的一种优选的变型方案中，存储器包含用于参数组的查找表。在这里，每个特征值、例如每个电流值或者(在多个特征参量的情况下)特征值的每个组合分配有一个相应的参数组。因此，在求取所述一个(一些)相应的特征值之后，仅仅必须快速和简单地从查找表提取所分配的参数组并且将其提供给调节器或者在那里被激活。因此确保在转换器中参数组的特别快速和简单的更换。

在一种优选的实施方式中，转换器为升压变换器。尤其升压变换器由波动的输出电压的问题所涉及，从而在这里本发明可以特别有效地使用。转换器尤其为ccm转换器(continuouscurrentmode：连续电流模式)或者dcm转换器(discontinuouscurrentmode：不连续电流模式)。在另一种优选的实施方式中，转换器构造为pfc电路。pfc电路(powerfactorcorrection，功率因子校正)的目标是，如此优化谐波——所述谐波的谱通过功率因子评估，使得除了基波(在50hz处的电流)之外，仅仅包含小数目的谐波。因此，功率因子描述所吸收的有功功率与视在功率的比例关系。这些转换器类型为流行的转换器，因此本发明在广泛的技术环境中提供优点。

在一种优选的实施方式中，调节器是数字调节器。在目前的意义上的数字调节器仅仅在确定的时刻输出其调节结果，以便使所述调节结果可应用在转换器中或者将其应用在转换器中。在直到下一个相关的时刻的时间间隔中，在转换器中不进行改变的调节器干预。这类数字调节器在转换器中广泛流行，从而本发明对于大部分的转换器提供优点。

在该实施方式的一种优选的变型方案中，被激活的参数组在调节器中在调节器的数字的调节周期期间不变化。在相应的调节周期中，调节器根据输入值执行确定的内部计算，以便接着在其输出端上提供其调节结果。因此确保，在调节器中的内部处理期间，在调节器中不发生参数变化，其可能导致不可预见的调节结果，因此避免这一点。因此，调节和由此转换器变得更稳定。

本发明基于以下认识、观察或者考虑并且还具有以下的实施方式。在此，这些实施方式部分简化地也称作“本发明”。在这里，这些实施方式也可以包含以上提到的实施方式的一部分或者组合或者与其相应和/或必要时也包括到目前为止未提到的实施方式。

本发明基于以下认识：功率因子因此描述所吸收的有功功率与视在功率的比例关系。为了优化该比例关系，在pfc中首先调节所吸收的电网电流。输出电压仅仅起着从属的作用并且由于调节技术的原因可能仅仅以小的动态性调节。因此由原理决定地，具有pfc功能性的电源件通常具有差的瞬态行为，即在输出端上的负载突变仅仅可以差地调节并且以强的电压崩溃和电压超调作出反应。如果pfc级的差的瞬态行为对于应用是不可接受的，则例如在许多情况下可以考虑，以较高的调节动态性使第二电源件级在pfc和用电器之间转换。

在现代的音频放大器中，电源件例如两级地实施，例如由pfc和主电源件组成地实施，所述电源件由于成本原因和效率原因通常未经调节地实施。也可能的是，借助于单级的pfc单级地实现。

如果现在在放大器上跳跃式地查询功率，则这导致在主电源件的输出端电容器上的电压崩溃。主电源件虽然可以通过其自身的调节(只要总的来说存在)使电压崩溃保持得小，但是无论如何跳跃式地从中间回路电容吸入高的电流。由于pfc的由原理决定的低的电压调节动态性，pfc仅仅可以缓慢地对新的负载状况作出反应。必然地，在中间回路上发生强烈的电压崩溃。

根据主电源件拓扑结构，对于主电源件，这也可能引发问题直到输出电压崩溃。后者尤其在主电源件拓扑结构未经调节的情况下是问题。主电源件拓扑结构将中间回路电压仅仅以固定的传递因子传递到输出电压侧上并且因此也传递中间回路电压的负载崩溃。

在pfc级动态地受负荷的情况下的另一挑战在于，在中间回路电压崩溃在瞬时的电网电压以下时，pfc的升压二极管开始导通并且因此设备的所吸收的电流可以不再通过pfc控制。一方面，在这里不再可以确保，升压二极管在安全的运行点中运行，并且另一方面，谐波谱未被定义。

得出所述状况的调节技术上的考虑如下：

pfc通常由两个调节回路组成。内部的电流调节回路调节所吸收的电流并且使所述电流跟随电网电压。该调节需要高的动态性并且基本上对由设备吸收的电流的谐波谱负责。外部的第二调节回路——电压调节——调节中间回路电压(在经典的两级的升压pfc的情况下)或者输出电压(在单级的方式的情况下)。在这里必须考虑，外部的调节回路、电压调节相比内部的电流调节回路必须具有小得多的动态性。

如果电压调节具有过大的动态性地设计，则其尝试在中间回路上调节由原理决定的100hz的波度(在50hz的电网运行的情况下)，这导致，谐波谱不利地被影响。在这里，明显地提高谐波谱的第三谐波。

因此，本发明的基本思想如下：

如果在中间回路电容器上的电压位于一定的极限以内，则为了调节中间回路电压而使用缓慢的调节。这确保用于低的和中等的负载的最优的功率因子。如果现在发生负载跳跃，则在输出端电容器上的电压和因此也在中间回路电容器上的电压部分强烈地崩溃。

一旦中间回路电压下降到一定的极限值以下，则调节算法切换到较快的另一参数组上，所述另一参数组能够实现调节的快速的反作用并且对抗进一步的崩溃或者甚至防止进一步的崩溃。因此避免：pfc电压以如此程度崩溃，使得pfc二极管变得导通并且所吸收的电流对于一个或多个电网半波不受控制。

一旦在中间回路上的电压再次超过上极限值，则调节又被切换到初始的调节参数组上。也可以考虑，该切换替代地根据功率或者大致在时间上受控制地发生。

所述方法对所测量的、位于标准极限值以下的谐波谱不具有重要相关的影响。通过以下方式求取所述谐波谱：测量电路在一定的时间段——根据适用的标准，但是通常几秒——上吸收的电流并且借助于傅立叶分析将其分解为其组成部分。根据干预频繁度，在较高频率的谐波中发生测量值的轻微的、通常非关键性的提高。以这些变化了的调节参数持久地运行是不可能的，因为如以上在调节技术的考虑方面所提及的那样，可能会发生第三谐波的强烈提高。该方法的主要重点在于防止/减少在中间回路电容器上的电压崩溃并且在极端状况下防止所述pfc的通过使升压二极管变得导通而引起的旁路。

本发明基于以下认识：动态的调节参数变化的原理除了音频放大器之外也还可以应用在多个另外的应用中。当通过具有pfc功能的电源件运行的用电器具有高的动态性时，总是可以通过本发明来提高内部的运行电压的稳定性。因为现今在大多数的情况下通过数字控制单元控制电子设备，所以在许多情况下，存在关于用电器的积聚的功率的合适的信号以供使用，所述信号以合适的方式附带耦合到pfc级的调节中。

根据本发明，尤其通过取决于中间回路电压的调节参数产生在音频放大器中的动态地受负荷的pfc电路的瞬态行为的改进。

附图说明

从接下来对本发明的优选的实施例的描述以及附图得出本发明的另外的特征、作用和优点。在此，在示意性的原理图中示出：

图1根据本发明的转换器。

具体实施方式

图1示出ccm平均电流模式升压变换器形式的转换器2。

转换器2用于将dc输入电压ue转换成dc输出电压ua。转换器2包含电感4和电容6，所述电感和电容在引导功率的路径8中相互连接。

转换器2包含用于将输出电压ua的当前的电压值朝期望值uas调节的调节器12。调节器12包含在当前确定其调节行为的参数组14a。因此，参数组14a当前在调节器12中是激活的。

此外，转换器2包含用于求取转换器2的至少一个特征参量18的至少一个特征值k的测量模块16。在该示例中，特征参量18为输出电压ua，特征值k为当前的电压值uai(ua的实际值)。因此，测量模块16为电压测量装置。替代地或者附加地，在其他实施方式中，特征参量18为通过转换器输送(通过箭头标明)的功率p或者为时间ta，在所述时间ta期间，参数组14是激活的。测量模块16相应地构造为功率测量装置或时间测量装置(未示出)。

转换器2总共包含用于调节器12的多个参数组14a-c。参数组14b或者14c也可以在调节器12中激活。然后，相应被激活的参数组14a或b或c确定当前的调节行为。相应的两个其他的参数组不被激活。因此，(激活的)参数组14可以在调节器12中更换。

因此，在该示例中，首先，参数组14a是激活的。因此，调节器12基于参数组14a工作。参数组14b和14c现在对调节行为不具有影响。

转换器2包含控制模块20。该控制模块不但用于更换而且用于激活在调节器12中的参数组14a至c中的一个相应的参数组。控制模块20根据特征参量18中的至少一个完成更换和激活，其中，在该示例中，存在仅仅一个唯一的特征参量18作为输出电压ua。在该示例中，其特征值k分别为特征参量18(ua)的当前的值(电压值uai)。在一个替代的示例中，第二特征参量18以功率p形式存在。相应的另外的特征值k为功率p的当前的功率值或者功率的单位时间变化。因此，在转换器2中，存在不同的两个特征值k，所述两个特征值被提供给控制模块20并且被该控制模块用于选择参数组14a至c。

调节器12具有内部子调节器22(内部的调节环的一部分)和外部子调节器24(外部的调节环的一部分)。内部的调节环或者子调节器22将电流值ia调节到期望值is上。最后，外部的调节环或者子调节器24将dc输出电压ua根据其当前的电压值(实际值uai)调节到其期望值uas上。在此，仅仅外部子调节器24的参数组14a-c可更换。因此，内部子调节器22因此以固定的参数组工作。

转换器2具有用于参数组14a-c的存储器26，其中，存储器26包含用于参数组14a-c的查找表或者实现为这样的查找表。因此，在该示例中，将电压值uai形式的特征值k与相应的值范围28a-c相比较，并且如果值k位于相应的值范围28a-c中，则将相关的参数组14a或者14b或者14c激活并且用于调节器12的调节。

在该示例中，调节器12为数字调节器。因此，通过模拟/数字转换器(a/d-umsetzer)30控制特征值k和dc输出电压ua。由当前扫描的值ua[n]和k[n]以及保存在调节器12中的、来自先前的扫描间隔[n-1]和[n-2]的、未进一步示出的相应的值将当前的调节结果以用于脉冲宽度调制的占空比pwm形式(即pwm[n]的值)作为pwm级32的当前的调节结果输出。在这里，在调节器12中也考虑在先前的扫描时刻[n-1]和[n-2]输出的占空比pwm[n-1]和pwm[n-2]。占空比pwm运行在转换器2中的开关34，如通常在常见的转换器中已知的那样，因此在这里不进一步地阐述这一点。

在占空比pwm[n]的输出和相应的值ua[n]和k[n]的输入之间的时间段称作调节周期z并且在图1中通过箭头象征性地示出。在调节周期z的持续时间期间，相应的参数组14a、b或者c在调节器12中不变地保持激活，也就是说，整个调节算法根据参数组14a至c中的一个进行。在调节周期z结束之后和在新的调节周期z开始之前，也就是说，在调节器12中对输出电压ua和特征参量k的分析处理开始之前，必要时才可以——根据控制单元20的决定——激活参数组14a-c中的一个其他的参数组。