一种具有最小开关损耗的三电平逆变器的非连续脉宽调制方法与流程

本发明属于逆变器调制的技术领域，尤其涉及一种具有最小开关损耗和抑制低频谐波的三电平逆变器的非连续脉宽调制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，尤其在大容量、高电压场合，三电平拓扑的应用越来越广泛。随之而来也出现了新的问题，功率管数量的增多导致控制算法复杂，同时伴随着中点电压偏移、开关损耗等问题，中点电压平衡是能够保证变流器安全可靠运行的必要前提，中点电压偏移、波动不仅会造成变流器输出电压、电流的质量降低，严重时，甚至会造成直流侧电容耐压过高导致损耗，影响变流器系统的使用寿命。开关损耗是衡量变流器高效运行的重要指标之一。开关损耗的增加不可避免地导致功率器件的使用寿命。

为使三电平逆变器具有良好的输出特性，高效的脉宽调制策略应满足以下三个要求：

1)具备良好的中点电压平衡能力，同时中点电压存在一定波动时，也能具有较好的输出特性；

2)尽可能的降低谐波，尤其是低频谐波；

3)较小的开关损耗，以提高系统的效率；

中点电压的波动是三电平逆变器的关键问题之一。中点电压波动包含直流偏移和交流纹波。当采用电压开环控制策略时，中点电压不平衡会导致输出三相电流的正弦度变差；使用电流闭环控制能够提高输出电流质量，但可能会加剧中点电压不平衡。因此，为了保证三电平逆变器的安全、可靠运行，需采用能实现中点电压平衡的方法。开关损耗也是衡量逆变器高效运行的重要指标之一。开关损耗的增加不可避免地降低功率器件的使用。

目前常用的中点电位平衡的算法主要有两种：基于零序分量注入的载波脉宽调制(cbpwm)方法和基于冗余矢量调整的空间矢量调制(svpwm)方法。载波调制方法中零序电压的计算、空间矢量调制方法中矢量合成规则的复杂性等均导致控制算法的计算复杂度大大提升；svpwm方法通过矢量合成规则安排各矢量的作用时间，同样计算量庞大，不易于实现；vsvpwm方法虽然具备中点电压平衡能力，但任意开关周期内都会有一相功率器件出现两次开关动作，增加了系统的开关损耗。

此外，由于功率管开关频率的提高，功率管的开关损耗也随之增加。在电力变换系统中，器件损耗(包括导通损耗和开关损耗)是影响系统效率至关重要的一环。现有的减小开关损耗的方法主要分为三类：

(1)减小换相区间内开关上的电压或电流(软开关技术)；

(2)改变开关时间间隔；

(3)改变调制方式。

利用软开关技术，可以有效的减小功率管的开关损耗，但软开关的应用会增加成本，控制复杂，而且调制时受阶段性限制。变流器的开关损耗与具体的调制方式有很大关系，改进调制方式可以在一定程度上减小开关损耗。

因此，需要提供一种能同时降低系统开关损耗和控制中点电压平衡的三电平逆变器的调制方法。

技术实现要素：

本发明的目的就在于为了解决上述问题，提供了一种具有最小开关损耗的三电平逆变器的非连续脉宽调制(switchinglossminimizeddiscontinuouspulsewidthmodulation，slmdpwm)方法，以期能在降低系统开关损耗的基础上实现中点电压的平衡控制和抑制输出线电压低频谐波，提高三电平逆变器效率，实现三电平逆变器的优化控制。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：

本发明提供了一种具有最小开关损耗的三电平逆变器的非连续脉宽调制方法，包括以下步骤：

步骤s1：利用电压传感器采集所述三电平逆变器直流侧上的上电容电压uc1、下电容电压uc2，三相输出相电流ia、ib、ic，三相输出相电压ua、ub、uc；

步骤s2：根据钳位规则选择该三电平逆变器的最合适的钳位模式，以最大化降低开关损耗，所述钳位规则为：在不发生过调制的情况下，钳位电流最大相对应的电压；在发生过调制的情况下，钳位电流次大相对应的电压；

步骤s3：引入基于非连续脉宽调制方式的低频谐波抑制算法，消除中点电压不平衡导致的低频谐波分量；

步骤s4：采用基于非连续脉宽调制方式的主动中点电压控制，维持中点电压的平衡，弥补由于步骤s3引入的低频谐波抑制算法导致的中点电压自平衡能力丧失导致的中点电压逐渐偏移的问题。

优选地，

所述步骤s2中，根据钳位规则选择合适的钳位模式的方法，具体包括以下步骤：

步骤s201：对采集的三电平逆变器的三相输出相电流、三相输出相电压进行排序，得到最大电流imax＝max(ia，ib，ic)，最小电流imin＝min(ia，ib，ic),中间电流imid＝mid(ia，ib，ic)，最大电压umax＝max(ua，ub，uc)，最小电压umin＝min(ua，ub，uc)和中间电压umid＝mid(ua，ub，uc)；

步骤s202：为了最大程度地降低开关损耗，应钳位电流最大相对应的电压，以使该相尽可能不产生开关动作，因此，可根据以下钳位规则选择钳位模式，包括：

①当imax和umin出现在同一相时，将umin钳位到负母线，称为dpwm_nb模式，计算此模式下注入的零序电压：

uzsv_nb＝-udc/2-umin

其中，udc表示直流侧总电压，uzsv_nb表示dpwm_nb模式下注入的零序电压；

②当imax和umax出现在同一相时，将umax钳位到正母线，称为dpwm_pb模式，计算此模式下注入的零序电压：

uzsv_pb＝udc/2-umax

其中，uzsv_pb表示dpwm_pb模式下注入的零序电压。

③当imax和umid出现在同一相时，将umid钳位到中线，但这种钳位方式的应用范围会受到调制度的限制，令u′x＝ux+uzsv_k(x＝a,b,c；k＝nb,pb,np1,np2,np3)为注入零序电压后的三相电压，计算注入零序电压后的各相各电平的占空比。

此时，受到调制度的限制，电流最大相无法被钳位，这时，为了尽可能的降低开关损耗，将电流次大相对应的电压钳位到中线；

将某一相钳位到中线的模式称为dpwm_np，计算此模式下注入的零序电压：

所述步骤s3中，基于非连续脉宽调制方式的低频谐波抑制算法，包括以下步骤：

步骤s311：在选择的最合适的钳位模式下，以负母线作为参考点，计算修正后的各相电压

其中，表示x＝a,b,c相修正后的电压；

步骤s312：对修正后的三相电压和进行排序，得到最大电压最小电压和中间电压在dpwm_pb、dpwm_nb和dpwm_np模式下，将和所对应的相分别钳位到正母线、负母线和中点电压，获得相应的零序电压和并注入该零序电压。

所述步骤s4中，基于非连续脉宽调制方式的主动中点电压控制方法，包括以下步骤：

步骤s401：定义从中点流出的方向为中点电流的正方向，在一个控制周期内计算中点电流实际平均值：式中，为中点电流单位平均值，ts为一个控制周期的时间；

步骤s402：和分别为dpwm_pb,dpwm_np和dpwm_nb模式下中点电流的单位平均值，和满足下式：

在dpwm_pb和dpwm_nb模式下，如果钳位模式的时间足够长，中点电压就能被有效调节；

根据下式，在不同的条件下选择不同的调节方式即可实现主动中点电压控制，从而维持中点电压的平衡；

式中，δunp为中点电压波动量，inp为一个开关周期内的平均中点电流，inp＝iada,o+ibdb,o+icdc,o，da,o,db,o,dc,o分别表示未注入零序电压时a相，b相，c相的o电平的占空比。

本发明的有益效果在于：

1)本发明通过实时采样获得三相电流和三相电压信号判断出其大小关系。以最大化降低开关损耗为目的制定了钳位规则，根据钳位规则以及三相电压和电流的大小关系选择合适的钳位模式，与传统的调制方法相比最大程度上降低了开关损耗；

2)针对中点电压波动引起的逆变器输出侧线电压上的低频谐波问题，引入了低频谐波抑制算法，通过修正每相占空比，成功的消除了线电压上的低频谐波分量；

3)由于低频谐波抑制算法的引入消除了线电压上的偶次谐波分量，导致中点电压自平衡能力的丧失，中点电压会出现逐渐偏移的现象，本发明最后提出了基于非连续脉宽调制方式的主动中点电压控制策略，成功的维持了中点电压的平衡；

4)本发明无需增加任何外设，系统成本低，控制方法简单，易于实现。

说明书附图

图1为本发明的三电平逆变器的非连续脉宽调制方法流程图；

图2为现有技术中中点钳位型三电平逆变器的主电路图；

图3为本发明的钳位模式选择流程图；

图4为调制度m＝0.8，功率因素角时slmdpwm的调制波形；

图5为本发明相对于svpwm的开关损耗关于m和的关系曲面；

图6a为slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j83.6°ω时的稳态实验波形；

图6b为slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j6.4°ω时的稳态实验波形；

图6c为slmdpwm在m＝0.9,z＝5.6e^j83.6°ω时的稳态实验波形；

图7a为具有rlfhs的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j83.6°ω时的实验波形；

图7b为具有rlfhs的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j6.4°ω时的实验波形；

图7c为具有rlfhs的slmdpwm在m＝0.9,z＝5.6e^j83.6°ω时的实验波形；

图8为anpvc滞环控制逻辑；

图9a为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j83.6°ω时的启动过程实验波形；

图9b为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j6.4°ω时的启动过程实验波形；

图9c为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.9,z＝5.6e^j83.6°ω时的启动过程实验波形；

图10a为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j83.6°ω时的稳态实验波形；

图10b为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.3,z＝2.8e^j6.4°ω时的稳态实验波形；

图10c为具有rlfhs和anpvc的slmdpwm在m＝0.9,z＝5.6e^j83.6°ω时的稳态实验波形。

具体实施方式

下面结合附图对本申请作进一步详细描述，有必要在此指出的是，以下具体实施方式只用于对本申请进行进一步的说明，不能理解为对本申请保护范围的限制，该领域的技术人员可以根据上述申请内容对本申请作出一些非本质的改进和调整。

实施例1

本实施例提供了一种具有最小开关损耗的三电平逆变器的非连续脉宽调制方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤s1：利用电压传感器采集图2中所述三电平逆变器直流侧上的上电容电压uc1、下电容电压uc2，三相输出相电流ia、ib、ic，三相输出相电压ua、ub、uc，判断三相输出相电流和三相输出相电压大小，得到最大电流imax＝max(ia，ib，ic)，最小电流imin＝min(ia，ib，ic),中间电流imid＝mid(ia，ib，ic)，最大电压umax＝max(ua，ub，uc)，最小电压umin＝min(ua，ub，uc)和中间电压umid＝mid(ua，ub，uc)

步骤s2：在非连续脉宽调制的基础上通过钳位规则选择适当的钳位模式，以达到最大化降低开关损耗的目的，最后再计算当前模式下注入的零序电压；如图3所示，所述的钳位规则为：在不发生过调制的情况下，钳位电流最大相对应的电压；在发生过调制的情况下，钳位电流次大相对应的电压；具体为：

①当imax和umin出现在同一相时，将umin钳位到负母线，称为dpwm_nb模式，利用式(1)获得此模式下注入的零序电压：

uzsv_nb＝-udc/2-umin(1)

其中，udc表示直流侧总电压，uzsv_nb表示dpwm_nb模式下注入的零序电压；

②当imax和umax出现在同一相时，将umax钳位到正母线，称为dpwm_pb模式，利用式(2)获得此模式下注入的零序电压：

uzsv_pb＝udc/2-umax(2)

其中，uzsv_pb表示dpwm_pb模式下注入的零序电压。

③当imax和umid出现在同一相时，若不出现过调制，则将umid钳位到中线，若出现过调制，则将电流次大相对应的电压钳位到中线，将某一相钳位到中线的模式称为dpwm_np，利用式(3)获得此模式下注入的零序电压：

其中，uzsv_np1,uzsv_np1,uzsv_np1分别表示dpwm_np模式下umax,umid,umin钳位到中线时注入的零序电压。

令u′x＝ux+uzsv_k(x＝a,b,c；k＝nb,pb,np1,np2,np3)为注入零序电压后的三相电压，注入零序电压后的各相各电平的占空比为：

图4给出了当m＝0.8，φ＝5π/12，ωt∈(0,2π)时的slmdpwm的调制波形。可以看出，在阶段1：b相对应imax和umid。若b相钳位到中线，a相将发生过调制。所以c相(其对应imid和umin)被钳位到负母线。在阶段2：b相对应imax和umid。若b相钳位到中线，a相将发生过调制。所以a相(其对应imid和umax)被钳位到正母线。阶段3：b相对应imax和umid。当b相钳位到中线时，无过调制现象出现，因而b相被钳位到中线。阶段4：b相对应imax和umid。若b相钳位到中线，c相将发生过调制。所以a相(对应为imid和umax)被钳位到正母线。阶段5：a相对应imax和umax。因而a相被钳位到正母线。其余阶段可以依此类推。

图5给出了slmdpwm相对于svpwm的开关损耗关于m和φ的关系曲面图，可以看出slmdpwm可以明显降低开关损耗，当m＝1、φ＝π/2和φ＝3π/2时，slmdpwm减小的开关损耗最小，约为37％。事实上，与svpwm相比，slmdpwm方法可以在约为85％的区域内降低50％的开关损耗。

步骤s3：中点电压的波动，会导致逆变器输出线电压上出现低频谐波，具体为：

步骤s301：中点电压波动与输出o电平时对应的中点电流密切相关，利用式(5)获得一个开关周期内的平均中点电流inp：

inp＝iada,o+ibdb,o+icdc,o(5)

其中，da,o,db,o,dc,o分别表示未注入零序电压时a相，b相，c相的o电平的占空比；

利用式(6)获得中点电压波动量δunp：

其中，c1,c2分别表示直流侧的上电容和下电容。

步骤s302：当中点电压偏移δunp时，上下电容电压分别变为u'c1＝udc/2-δunp和u'c2＝udc/2+δunp。此时，将负母线作为参考点，则利用式(7)获得注入零序电压后的相电压

利用式(8)获得线电压为：

可以看出，当中点电压偏移后，线电压关系发生变化。

步骤s303：对进行傅里叶分析，结果表明，当中点电压存在直流偏移和交流纹波时，输出线电压中分别含有偶数次和奇数次低频谐波分量。

图6(a)、(b)、(c)分别给出了在不同调制度和负载功率因数条件下采用slmdpwm的稳态实验结果，可以看出，采用该方法时，中点电压出现了偏移和波动，而且输出线电压中含有大量低频谐波分量。

然而，逆变器输出线电压中往往不允许出现低频谐波。

因此，为了消除输出线电压中的低频谐波分量，本发明引入低频谐波抑制算法，包括以下步骤：

步骤s311：以负母线作为参考点，利用式(9)获得修正后的各相电压

其中，表示x＝a,b,c相修正后的电压；

利用式(10)获得修正后的占空比：

步骤s312：对修正后的三相电压和进行排序，得到最大电压最小电压和中间电压在dpwm_pb、dpwm_nb和dpwm_np模式下，将和所对应的相分别钳位到正母线、负母线和中点电压，获得相应的零序电压和

注入零序电压，计算注入零序电压后的修正的三相最大电压，中间电压和最小电压计算修正后的占空比、修正后的线电压。

例如，以dpwm_pb模式为例，利用式(11)获得注入零序电压后的修正的三相电压：

其中，分别表示注入零序电压后的修正的最大电压，中间电压和最小电压，表示修正后注入的零序电压。

将代入(10)式可得到修正后的占空比。

以为例，利用(12)式获得修正后的p电平占空比占空比、o电平占空比、n电平占空比：

其中，分别表示x(x＝a,b,c)相注入零序电压后的修正的p电平占空比，o电平占空比，n电平占空比。

相应地，利用(13)式获得注入零序电压后的修正的线电压，可以看出，尽管中点电压发生了偏移，但输出线电压之间的关系依然保持不变，从而消除了低频谐波。

图7(a)、(b)、(c)给出了在不同m和φ时，只加入低频谐波抑制算法的slmdpwm方法的启动过程实验结果，可以看出在启动阶段，中点电压逐渐偏移，当偏移达到保护值时逆变器停止工作。

步骤s4：逆变器输出线电压中的偶次低频谐波分量对应的谐波电流，往往能够实现中点电压自平衡。但由于引入了低频谐波抑制算法，消除了输出线电压中的偶次低频谐波分量，导致中点电压自平衡能力的丧失，将会加剧中点电压的偏移，为此需要引入中点电压的主动控制方法，能够在一个控制周期内保证中点电流平均值保持不变，包括如下步骤：

步骤s401：定义从中点流出的方向为中点电流的正方向，当中点电流为正时，中点电压减小；反之，中点电压增加；在一个控制周期内中点电流平均值表示为：其中，为中点电流单位平均值，ts为一个控制周期的时间，将乘以tsim可得到i0的实际平均值；和分别为dpwm_pb,dpwm_np和dpwm_nb模式下中点电流的单位平均值。

步骤s402：和满足(14)式，在dpwm_pb和dpwm_nb模式下，如果钳位模式的时间足够长，中点电压就能被有效调节；

根据(15)式的选择规则，在不同的条件下选择不同的调节方式即可实现主动中点电压控制，从而维持中点电压的平衡；

具体实施中，根据(14)式，在dpwm_pb和dpwm_nb模式下，如果钳位模式时间足够长，中点电压就能被有效调节。所以，根据(15)式，在不同的条件下选择不同的调制方式即可实现主动中点电压控制，从而维持中点电压的平衡。

图8给出了anpvc的控制逻辑，采用中点电压滞环控制器以完成slmdpwm和anpvc之间的反复切换。中点电压偏移范围决定了切换条件，当中点电压偏移达到偏移上限值时，采用anpvc方法，直到中点电压低于预先设定的电压下限值。

图9(a)、(b)、(c)给出了在不同调制度m和功率因数角φ时，结合rlfhs和anpvc方法的slmdpwm策略的启动过程实验结果。可以看出，随着中点电压的逐渐偏移，当偏移值达到上限值时，anpvc介入使中点电位快速恢复平衡；由于anpvc的作用，最终使中点电压控制在允许的范围内。

图10(a)、(b)、(c)给出了给出了在不同m和φ时，结合rlfhs和anpvc方法的slmdpwm策略稳态实验结果。根据输出线电压频谱可以看出，低频谐波分量得到了有效的抑制。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。